Analyseur de réseau vectoriel et Radioamateurs

Analyseur de réseau vectoriel et Radioamateurs

Cet article fait parfois appel Ă  quelques notions pour les amateurs d’analytique mathĂ©matique – le stricte nĂ©cessaire en quelques pages sur les paramĂštres Â« S Â» (coefficients de rĂ©partition) â€“ mais ne vous effrayez pas chers OM car vous y trouverez beaucoup de pratique profitable Ă  la majoritĂ© d’entre nous. Vous dĂ©couvrirez aussi un petit cheminement historique des analyseurs de rĂ©seaux vectoriels pour vous aider Ă  bien comprendre certains aspects des mesures. Bref, il y en aura pour tout le monde !

L’analyseur de rĂ©seau vectoriel est un appareil de mesure qui permet, comme son nom l’indique, d’analyser un circuit Ă©lectronique sous test (actif ou passif) que l’on nomme sous l’appellation de rĂ©seau. L’analyse du rĂ©seau sous test consiste essentiellement Ă  relever son comportement dans le domaine de la frĂ©quence mais peut comporter aussi une analyse du signal Ă  la sortie du rĂ©seau en fonction du niveau de puissance injectĂ© Ă  l’entrĂ©e du circuit Ă©lectronique. Les mesures qui sont effectuĂ©es par ce type d’appareil sont celles du coefficient de transmission et du coefficient de rĂ©flexion aussi bien Ă  l’entrĂ©e qu’à la sortie de ce rĂ©seau. En ce qui concerne le coefficient de transmission, celui-ci peut ĂȘtre mesurĂ© non seulement de l’entrĂ©e vers la sortie du rĂ©seau mais aussi de la sortie vers son entrĂ©e, c’est-Ă -dire le coefficient de transmission inverse (isolation) ; nous le verrons plus loin avec des mesures effectuĂ©es sur des circulateurs. Un analyseur de rĂ©seau vectoriel peut non seulement caractĂ©riser un rĂ©seau qui possĂšde un port d’entrĂ©e et un port de sortie (par exemple un filtre ou un amplificateur), mais aussi un rĂ©seau qui ne dispose que d’un seul port (par exemple une antenne ou une charge au sens gĂ©nĂ©ral du terme). Enfin, il y a moyen de caractĂ©riser au moyen d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel un dispositif Ă©lectronique (circuit ou rĂ©seau) Ă  plusieurs ports (trois ou plus) comme par exemple un duplexeur, un diplexeur, un coupleur directionnel, un circulateur, un diviseur ou un sĂ©parateur de puissance Ă  plusieurs ports, un coupleur hybride, etc.

Les notions de coefficient de transmission et de coefficient de rĂ©flexion ont dĂ©jĂ  Ă©tĂ© dĂ©veloppĂ©es dans l’article : Analyseur de spectre et mesures scalaires publiĂ© sur le site Internet ON5VL. Nous nous sommes donc dĂ©jĂ  familiarisĂ©s avec la notion des mesures scalaires. Nous allons Ă  prĂ©sent aborder la notion des mesures vectorielles.

Un vecteur est un objet mathĂ©matique qui est caractĂ©risĂ© en physique par une direction, un sens, une intensitĂ© (magnitude) et un point d’application.  Nous utilisons quotidiennement d’une maniĂšre intuitive la notion de vecteur dans la vie courante.  La notion d’une force, d’une vitesse, d’une accĂ©lĂ©ration sont caractĂ©risĂ©es par des grandeurs vectorielles car elles rassemblent les caractĂ©ristiques d’un vecteur (direction, sens, intensitĂ©, point d’application).  Notre propre poids corporel est la notion vectorielle d’une force (celle de la pesanteur) caractĂ©risĂ©e par une direction (selon un rayon passant par le centre de la terre), un sens (dirigĂ© vers le centre de la terre), une intensitĂ© (par exemple une force de 750 Newtons) et un point d’application (le centre de gravitĂ© de notre masse corporelle, c’est-Ă -dire le barycentre).

En mathĂ©matique, on Ă©voque la notion d’espace vectoriel qui (en trĂšs rĂ©sumĂ©) rassemble une sĂ©rie de propriĂ©tĂ©s sur les opĂ©rations entre un scalaire et un vecteur, et aussi entre des vecteurs.  Au sens physique, on peut comprendre intuitivement cette notion par un champ.  Dans l’exemple de notre propre poids, nous nous situons dans le champ gravitationnel terrestre et, du fait que nous possĂ©dons une masse corporelle, il suffit que nous soyons placĂ©s dans le champ gravitationnel terrestre pour subir une force d’attraction qui est caractĂ©risĂ©e par notre poids.  Dans cet exemple, c’est un reprĂ©sentant du vecteur de la force d’attraction terrestre qui est appliquĂ© au centre de gravitĂ© de la masse de notre corps Ă  l’endroit oĂč il se trouve sur terre.

Maintenant que la notion de vecteur est mieux présente dans notre esprit, voyons comment tout cela se traduit dans le domaine des radiofréquences.

En Ă©lectronique, et spĂ©cifiquement dans le domaine des radiofrĂ©quences, on peut concevoir l’existence de grandeurs vectorielles lĂ -oĂč il est nĂ©cessaire de faire appel Ă  des notions de direction, sens, magnitude et point d’application. En Ă©lectrotechnique, les vecteurs de Fresnel caractĂ©risent un rĂ©seau (circuit Ă©lectronique) prĂ©sentant une partie rĂ©sistive et une partie rĂ©active. Cette reprĂ©sentation graphique fait donc bien appel Ă  la notion de vecteurs. En Ă©lectronique, ce qui fait particuliĂšrement bien apparaĂźtre cette notion de vecteur est la notion de phase. Les mathĂ©matiques des nombres complexes offrent des outils prĂ©cieux pour pouvoir rĂ©soudre les calculs des rĂ©seaux. Les deux composantes d’un nombre complexe d’une impĂ©dance Z = R+jX expriment la notion de grandeur d’intensitĂ© ou de magnitude par le calcul du module du nombre complexe : Z1 – le module de Z est souvent notĂ© │Z│ – et expriment la notion de direction sous forme de l’amplitude d’un angle (par rapport Ă  un repĂšre de rĂ©fĂ©rence) par le calcul de l’argument du nombre complexe : Z2 (la fonction arctan est parfois notĂ©e tan-1). Cette notion d’argument, exprimĂ©e sous la forme d’un angle, caractĂ©rise l’essence mĂȘme de la notion de phase. Ainsi, dĂšs que l’on a accĂšs Ă  une grandeur d’intensitĂ© (module) et Ă  une grandeur d’angle caractĂ©risant une direction (argument) nous sommes en prĂ©sence de grandeurs vectorielles. Les impĂ©dances complexes et les grandeurs vectorielles sont donc intimement liĂ©es.

Un analyseur de rĂ©seau scalaire nous donne uniquement l’information sur la grandeur d’amplitude d’un signal, c’est-Ă -dire sur le module d’un nombre complexe. Un analyseur de rĂ©seau vectoriel nous donne non seulement l’information sur l’amplitude (module du nombre complexe) mais aussi l’information sur la phase (argument du nombre complexe). En connaissant le module et l’argument d’un nombre complexe, on retrouve aisĂ©ment par calculs sa partie rĂ©elle et sa partie imaginaire. On peut ainsi retrouver par exemple la partie rĂ©sistive et la partie rĂ©active d’une impĂ©dance.

Dans les nombreux exemples d’application qui ont Ă©tĂ© dĂ©crits dans l’article Analyseur de spectre et mesures scalaires. L’abaque de Smith : un outil mystĂ©rieux ? Un outil dĂ©mystifiĂ© sur le site ON5VL, nous avons vu le lien Ă©troit entre l’impĂ©dance complexe et le coefficient de rĂ©flexion (ou le SWR). Nous avons eu l’opportunitĂ© de constater la variation d’impĂ©dance (Ă  SWR constant) le long d’une ligne de transmission. Le dĂ©placement le long de cette ligne est exprimĂ© en fraction de longueur d’onde Ă©lectrique de la ligne de transmission. Cette longueur d’onde Ă©lectrique peut tout aussi bien ĂȘtre exprimĂ©e en radians (λ/2 = π) ou en degrĂ©s (λ/2 = 180°). Ceci reprĂ©sente donc bien un dĂ©calage de phase.

On peut mieux comprendre Ă  prĂ©sent tout l’intĂ©rĂȘt d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel qui est un instrument de mesure capable de fournir distinctement et en mĂȘme temps l’amplitude et la phase d’un signal mais aussi la partie rĂ©elle et la partie imaginaire d’une impĂ©dance.

Cet article fait parfois appel Ă  quelques notions pour les amateurs d’analytique mathĂ©matique – le stricte nĂ©cessaire en quelques pages sur les paramĂštres Â« S Â» (coefficients de rĂ©partition) â€“ mais ne vous effrayez pas chers OM car vous y trouverez beaucoup de pratique profitable Ă  la majoritĂ© d’entre nous.  Vous dĂ©couvrirez aussi un petit cheminement historique des analyseurs de rĂ©seaux vectoriels pour vous aider Ă  bien comprendre certains aspects des mesures.  Bref, il y en aura pour tout le monde !

Historiquement, les premiers appareils de mesures vectorielles Ă©taient constituĂ©s en 1950 – par exemple parmi les appareils Hewlett Packard – d’un gĂ©nĂ©rateur haute frĂ©quence (HP 608A), d’un pont de mesure (HP 803A) et d’un rĂ©cepteur de mesure avec dĂ©tecteur (HP 417A).  Ce systĂšme permettait la mesure directe d’impĂ©dances complexes en relevant le module (amplitude, magnitude) et l’argument (angle de phase) de l’impĂ©dance complexe.  La mesure devait ĂȘtre effectuĂ©e point par point Ă  chaque frĂ©quence.  Chaque mesure prenait plusieurs minutes Ă  un opĂ©rateur technicien expĂ©rimentĂ© et bien entraĂźnĂ© !

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Fig. 1 : SystĂšme de mesure directe de l’impĂ©dance complexe avec lecture du module et de l’argument avec un gĂ©nĂ©rateur HP 608A, un pont de mesure HP 803A et un rĂ©cepteur de mesure avec dĂ©tecteur HP 417A.  Source : (HP Journal Avril 1950) HP Memory Project.

Actuellement, un radioamateur peut utiliser plus facilement le pont de mesure HP 803A avec un gĂ©nĂ©rateur moderne Ă  synthĂ©tiseur de frĂ©quence et substituer le rĂ©cepteur de mesure d’origine par un analyseur de spectre, ce dernier Ă©tant un super rĂ©cepteur.

Le pont de mesure d’impĂ©dance complexe (InventĂ© par Arthur Fong, ingĂ©nieur de l’UniversitĂ© de Stanford et considĂ©rĂ© comme le patriarche des microondes Ă  la sociĂ©tĂ© Hewlett Packard) relĂšve une fraction (Ă©chantillon) du champ Ă©lectrique et du champ magnĂ©tique prĂ©sents dans une ligne de transmission raccordĂ©e Ă  la charge Ă  mesurer.  Deux attĂ©nuateurs sont pilotĂ©s simultanĂ©ment : le premier agit sur la tension issue du champ Ă©lectrique, le second sur le courant issu du champ magnĂ©tique.  Le pilotage des attĂ©nuateurs est effectuĂ© de maniĂšre Ă  obtenir un Ă©quilibre entre les valeurs des signaux prĂ©sents Ă  la sortie de ceux-ci.  Ces deux signaux sont appliquĂ©s aux deux extrĂ©mitĂ©s d’une ligne de transmission.  La phase est dĂ©terminĂ©e en trouvant sur cette ligne le point oĂč les deux signaux s’annulent.

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Fig. 2 : Principe du pont de mesure HP 803A inventĂ© par Arthur Fong.  Source : catalogue HP de 1950.

Ce dispositif avec pont de mesure Ă©tait Ă  l’époque une grande avancĂ©e pour les mesures vectorielles d’impĂ©dance par rapport Ă  la toute premiĂšre mĂ©thode de mesure basĂ©e sur le rapport d’ondes stationnaires et effectuĂ©e avec des lignes Ă  fente (Slotted Line).  Le principe de la ligne Ă  fente est de relever la tension maximale et la tension minimale des ondes stationnaires le long d’une ligne de transmission coaxiale au moyen d’un dĂ©tecteur couplĂ© Ă  la ligne.  À l’époque hĂ©roĂŻque des techniques radiofrĂ©quences et avant l’utilisation des lignes Ă  fente, on promenait un voltmĂštre HF avec une perche isolante le long d’un Feeder symĂ©trique alimentant une antenne.  La lecture sur le voltmĂštre Ă©tait effectuĂ©e au moyen d’une paire de jumelles.  Quelle Ă©poque !

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Fig. 3 : Ligne Ă  fente (Slotted Line) HP 805A pour la mesure du rapport d’onde stationnaires (VSWR), mesure de magnitude et de phase (catalogue HP de 1950).  Le dĂ©tecteur Ă©tait raccordĂ© Ă  un voltmĂštre de mesure Ă  amplificateur faible bruit et graduĂ© en VSWR (HP 415A).  Photo : ON4IJ.

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Fig. 4 : Indicateur SWR HP 415E (1967), version moderne du HP 415A de 1950.  Cet appareil Ă©quipe encore aujourd’hui en 2017 certains laboratoires de mesures.  Photo ON4IJ.

Le premier « analyseur Â» de rĂ©seau vectoriel qui a Ă©tĂ© construit au monde, avec un affichage d’une impĂ©dance complexe sur l’abaque de Smith, a Ă©tĂ© inventĂ© par le constructeur Rohde & Schwarz en 1950 : le « Diagraph Zg ZDU Â» (bande passante de 30 MHz Ă  300 MHZ ou 420 MHz, poids 55 kg) suivi de prĂšs par le « Diagraph Zg ZZD Â» (bande passante de 300 MHz Ă  2400 MHz, poids 58 kg), c’est du lourd !

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Fig. 5 : Le premier « analyseur Â» de rĂ©seau vectoriel au monde inventĂ© par le constructeur Rohde & Schwarz : le diagraph Zg.  Source EDN News Electronic Test 1936-1955, a look back, part 3, Janine Love, 24 Mai 2013.

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Fig. 6 : Diagraph Zg ZDU de 30 MHz Ă  420 MHz, une piĂšce de collection.  Source : Ebay katja-7858, 29 Avril 2015, 50,00 €.

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Fig. 7 : Diagraph Zg ZZD de 300 MHz Ă  2400 MHz, une piĂšce de collection.  Source : Ebay Germany_made, 19 Juin 2015, 104,00 €.

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Fig. 8 : SchĂ©ma bloc montrant le principe du Diagraph. Source : archive brochure Rohde & Schwarz.

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Fig. 9 : Diagraph Zg ZDU, vue du dessus ; c’est de la vĂ©ritable plomberie coaxiale et beaucoup de mĂ©canique robuste.  Source : Ebay Thinkdvds, 22 Mai 2015.

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Fig. 10 : Diagraph Zg ZDU, vue arriĂšre ; du trĂšs lourd avec beaucoup de tubes radio de cette Ă©poque.  Source : Ebay Thinkdvds, 22 Mai 2015.

L’étape suivante d’innovation technologique pour les mesures vectorielles a Ă©tĂ© l’invention du voltmĂštre vectoriel en 1966 mesurant en temps rĂ©el l’amplitude (magnitude, module) d’un signal sur un premier indicateur et la phase (argument) sur un deuxiĂšme indicateur.  Il s’agit d’un millivoltmĂštre Ă  deux canaux et Ă  large bande.

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Fig. 11 : VoltmĂštres vectoriels. Au-dessus : HP 4800A (5 Hz – 500 kHz) ; en bas Ă  gauche : HP 4815A (0,5 – 108 MHz) ; en bas Ă  droite HP 8405A (1 – 1000 MHz).  SensibilitĂ© de 100 ”V et rĂ©solution de 0,1°.  Source : HP Memory Project.

Ce type d’appareil a pu voir le jour grĂące aux innovations technologiques des techniques d’échantillonnage (analogique) des signaux et grĂące Ă  la dĂ©couverte des diodes semi-conducteur Schottky Ă  porteurs chauds (Schottky Hot Carrier Solid State Diode).

Évolution majeure du concept de mesure vectorielle : introduction des paramĂštres S

L’introduction du concept des paramĂštres S (Scattering Parameters), c’est-Ă -dire les coefficients de rĂ©partition permettent d’effectuer des mesures d’impĂ©dance complexe par rapport Ă  une impĂ©dance standard de rĂ©fĂ©rence et permet aussi d’effectuer les mesures des coefficients de transmission et de rĂ©flexion aux bornes d’un rĂ©seau insĂ©rĂ© dans une ligne de transmission dans des conditions de source et de charge d’impĂ©dance standard de rĂ©fĂ©rence Z0.  L’application directe des paramĂštres S est trĂšs prĂ©cieuse dans le relevĂ© des circuits actifs et tout particuliĂšrement pour les transistors.  En effet, les relevĂ©s des paramĂštres S d’un transistor s’effectuent au circuit d’entrĂ©e de celui-ci Ă  partir d’une source d’impĂ©dance Z0 et au circuit de sortie sur une charge d’impĂ©dance Z0, ce qui constitue des conditions de mesure mieux praticables (sans risque d’oscillation intempestive du transistor) en particulier aux radiofrĂ©quences.  En effet, pour le relevĂ© des paramĂštres hybrides des transistors (paramĂštres « h Â»), les mesures deviennent dĂ©licates aux frĂ©quences Ă©levĂ©es lorsque la source ou la charge est constituĂ©e d’un court-circuit ou d’un circuit ouvert pour se trouver dans les conditions de l’équivalent de ThĂ©venin ou de Norton.

L’introduction des paramĂštres S permet aussi d’exprimer les mesures en termes de coefficient de transmission et de coefficient de rĂ©flexion qui sont directement compatibles avec l’abaque de Smith.

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Fig. 12 : L’introduction des paramĂštres S permet d’effectuer des mesures aux circuits d’entrĂ©e et de sortie des transistors avec une impĂ©dance de source et de charge standard de rĂ©fĂ©rence Z0.  Les mesures sont exprimĂ©es en termes de coefficients de transmission et de coefficients de rĂ©flexion directement compatibles avec l’abaque de Smith.  Source : HP note d’application AN77-1 (1967).

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Fig. 13 : Mesures des paramĂštres S d’un dispositif actif Ă  transistor sous test au moyen d’un gĂ©nĂ©rateur HP 608C, d’un voltmĂštre vectoriel HP 8405A, de deux coupleurs directionnels doubles et de charges Ă©talons dont une est Ă  ligne coulissante (Sliding Load).  Source : HP note d’application AN77-1 (1967).

Que sont-ils et que reprĂ©sentent-ils les paramĂštres S (coefficients de rĂ©partition) ?

S11 : rĂ©flexion Ă  l’entrĂ©e du dispositif sous test ;

S21 : transmission de l’entrĂ©e vers la sortie ;

S22 : rĂ©flexion Ă  la sortie du dispositif sous test ;

S12 : transmission inverse (de la sortie vers l’entrĂ©e ; isolation de rĂ©troaction HF).

Pour mieux comprendre ce qui se passe avant, dedans, et aprÚs un dispositif sous test, et ainsi observer comment les ondes se répartissent dans le réseau, nous allons reprendre une analogie classique en optique.

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Fig. 14 : Analogie optique des paramĂštres S (coefficients de rĂ©partition).  Graphisme ON4IJ.

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Fig. 15 : ModĂšle des paramĂštres S pour un dispositif Ă  deux ports (entrĂ©e et sortie).  Graphisme ON4IJ.

Les ondes rĂ©flĂ©chies qui sortent du dispositif sous test (b1 ou b2) sont des combinaisons linĂ©aires (au sens mathĂ©matique du terme) des ondes incidentes qui rentrent dans le dispositif sous test (a1 ou a2).  Les combinaisons linĂ©aires peuvent ĂȘtre notĂ©es sous forme de calcul matriciel.  Cette forme de calcul est apprĂ©ciĂ©e auprĂšs des ingĂ©nieurs mais n’est pas nĂ©cessairement abordable pour la majoritĂ© des OM que nous sommes.
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Il suffit d’observer Ă  nouveau la figure 14 pour constater que B1 est la somme de la lumiĂšre rĂ©flĂ©chie et retransmise, et que B2 est la somme de la lumiĂšre transmise et rerĂ©flĂ©chie.  Ces deux sommes, c’est tout simplement cela des combinaisons linĂ©aires.

Nous recommandons au lecteur les notes d’application HP AN95, AN95a et AN95-1.  Vous trouverez ci-dessous, en quelques pages, une synthĂšse pour retenir l’essentiel.  Cela va peut-ĂȘtre vous sembler un peu ardu, mais nous vous invitons Ă  faire un minimum d’effort pour en ĂȘtre rĂ©compensĂ© par la suite.

Les variables a1, a2, b1, b2 (pour un rĂ©seau Ă  deux ports) et leurs interrelations avec les paramĂštres S ont Ă©tĂ© dĂ©finies en 1965 par le Dr. Kaneyuki Kurokawa de l’UniversitĂ© de Tokyo et membre de l’IEEE (Institute of Electrical and Electronic Engineers).  Les variables ai et bi reprĂ©sentent des tensions exprimĂ©es en valeurs complexes normalisĂ©es d’ondes incidentes vers le iĂšme port et rĂ©flĂ©chies Ă  partir du iĂšme port d’un rĂ©seau.  Ces variables reprĂ©sentent donc d’une part la stimulation (injection d’un signal) d’un rĂ©seau (variables indĂ©pendantes ai) et la rĂ©ponse du rĂ©seau Ă  cette stimulation (variables dĂ©pendantes bi).  Les variables sont dĂ©finies en termes de tension Vi, de courant Ii aux bornes du rĂ©seau et d’une impĂ©dance arbitraire de rĂ©fĂ©rence Zi ; voir figure 16.
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L’impĂ©dance de rĂ©fĂ©rence Zi est positive et rĂ©elle (rĂ©sistance pure) et est en gĂ©nĂ©ral l’impĂ©dance du systĂšme, c’est-Ă -dire l’impĂ©dance caractĂ©ristique de la ligne de transmission Z0.

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Fig. 16 : ModĂšle d’un rĂ©seau Ă  deux ports avec tensions et courants d’ondes incidentes et rĂ©flĂ©chies.  Graphisme ON4IJ.

Les variables indĂ©pendantes a1 et a2 sont les tensions d’ondes incidentes normalisĂ©es.
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Les variables dĂ©pendantes b1 et b2 sont les tensions d’ondes rĂ©flĂ©chies normalisĂ©es.

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Lorsque le dispositif sous test est raccordĂ© Ă  une source d’impĂ©dance interne standard de rĂ©fĂ©rence Z0 ou est raccordĂ© Ă  une charge standard de rĂ©fĂ©rence Z0, on peut facilement extraire les paramĂštres S des deux combinaisons linĂ©aires (voir explications relatives Ă  la figure 15).  Par exemple, lorsque l’impĂ©dance caractĂ©ristique est Z0 = 50 â„Š et si une charge de 50 ℩ est raccordĂ©e au port 2 du dispositif sous test, alors a2 = 0 et on peut extraire des deux combinaisons linĂ©aires les valeurs des paramĂštres S11 et S21.  Le mĂȘme principe peut ĂȘtre appliquĂ© dans l’autre sens : si a1 = 0, alors on peut extraire les valeurs des paramĂštres S22 et S12.
Les paramĂštres S :
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Relations entre les paramĂštres S et les impĂ©dances, bases de l’abaque de Smith :

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Remarque : les paramĂštres S21 et S12 ne sont pas significatifs sur l’abaque de Smith car il s’agit de grandeurs de gain (ou d’attĂ©nuation) et non pas d’impĂ©dances.  Toutefois les analyseurs de rĂ©seau vectoriel offrent cette possibilitĂ© d’y afficher ces grandeurs (S21 et S12) ; il s’agit d’un affichage sous forme polaire tout simplement.

Relations entre les variables ai, bi et les diffĂ©rentes formes de puissance d’ondes :
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Relation entre les paramĂštres S et le gain en puissance ou pertes par dĂ©sadaptation :
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Les paramĂštres S sont donc trĂšs pratiques pour la mesure et le calcul du gain en puissance.  Les paramĂštres de transfert S21 et S12 sont des grandeurs complexes de gain ou de perte d’insertion, c’est-Ă -dire le gain et le dĂ©phasage (Phase Shift) amenĂ© par le rĂ©seau.  Les paramĂštres S11 et S22 sont des grandeurs complexes de dĂ©sadaptation d’impĂ©dance Ă  l’entrĂ©e et Ă  la sortie du rĂ©seau, c’est-Ă -dire les impĂ©dances constituĂ©es d’une partie rĂ©sistive et d’une partie rĂ©active.  Les notions de gain, dĂ©phasage et d’impĂ©dance complexe sont les grandeurs qui sont utilisĂ©es dans la pratique.  Les paramĂštres S, qui sont des grandeurs sans unitĂ© exprimant la transmission (gain) et la rĂ©flexion, permettent donc de caractĂ©riser complĂštement un rĂ©seau en donnant une interprĂ©tation physique claire et significative.

On remarquera la notation Ă  double indice pour les paramĂštres S de la forme Smn oĂč m reprĂ©sente le port rĂ©cepteur et n reprĂ©sente le port source.  Par exemple, S12 reprĂ©sente le coefficient de transmission pour une onde dont la source vient du port 2 et dont la rĂ©ception s’effectue au port 1.  Il y a lieu de bien se rappeler que les paramĂštres S sont des grandeurs de valeurs complexes qui intĂšgrent les deux composantes d’amplitude et de phase qui sont en fonction de la frĂ©quence.

En pratique, pour relever les paramĂštres S, on procĂšde en deux temps.  PremiĂšrement on raccorde une source au port 1 et une charge Ă©talon au port 2, ce qui permet de mesurer les rapports b1/a1 et b2/a1 en fonction de la frĂ©quence.  DeuxiĂšmement on raccorde la source au port 2 et la charge Ă©talon au port 1 pour mesurer les rapports b1/a2 et b2/a2 en fonction de la frĂ©quence.  À partir des mesures de ces rapports, on obtient les paramĂštres S par calcul algĂ©brique.

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Fig. 17 : ProcĂ©dĂ© de mesure des paramĂštres S avec un analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Graphisme ON4IJ.

Un important avantage de l’utilisation des paramĂštres S rĂ©side dans le fait que l’amplitude des ondes (progressives) qui transitent dans une ligne de transmission (idĂ©ale sans perte) ne varie pas aux diffĂ©rents points rĂ©partis le long de la ligne.  Il n’en n’est pas de mĂȘme en ce qui concerne les tensions et courants aux bornes du rĂ©seau.  Ceci signifie que les paramĂštres S peuvent ĂȘtre mesurĂ©s sur un dispositif qui se situe Ă  une certaine distance des capteurs de mesure (coupleurs directionnels) Ă  condition que le dispositif sous test soit raccordĂ© aux capteurs de mesure par l’intermĂ©diaire de lignes de transmissions Ă  faibles pertes.

Lorsque la mesure des paramĂštres S s’effectue Ă  une certaine distance des ports du rĂ©seau, l’amplitude des ondes Ă  distance reste identique Ă  celle qui est prĂ©sente aux bornes du rĂ©seau mais la phase change en fonction de la longueur des lignes de transmissions qui raccordent le rĂ©seau sous test Ă  l’entrĂ©e et Ă  la sortie de celui-ci.  Les paramĂštres S aux bornes du rĂ©seau devront donc ĂȘtre affectĂ©s d’un facteur correcteur de phase en fonction de la distance Ă  laquelle ils sont mesurĂ©s.

Notion de plan de rĂ©fĂ©rence pour la mesure des paramĂštres S :

En pratique, il est difficile de placer les capteurs de mesure (coupleurs directionnels) de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel directement aux bornes mĂȘme du rĂ©seau sous test (plan de rĂ©fĂ©rence).  Ceci devient particuliĂšrement une rĂ©alitĂ© lorsqu’on veut relever les paramĂštres S aux bornes d’un composant actif, par exemple au circuit de la base et celui du collecteur d’un transistor amplificateur, (voir les deux illustrations ci-dessous).  Le raccordement au dispositif sous test s’effectue donc par l’intermĂ©diaire de segments de lignes de transmission (lignes micro-ruban, Micro-Strip) aussi bien Ă  l’entrĂ©e qu’à la sortie du rĂ©seau.  Le plan de rĂ©fĂ©rence aux bornes du rĂ©seau est ainsi dĂ©placĂ© vers un plan de mesure situĂ© aux bornes de raccordement de l’instrument de mesure.  Le dĂ©placement du plan de rĂ©fĂ©rence vers un plan de mesure a pour consĂ©quence d’amener un dĂ©phasage Ă©lectrique qui est fonction de la longueur du segment de ligne de transmission, du facteur de vĂ©locitĂ© des ondes se propageant dans ce segment de ligne et de la longueur d’onde Ă©lectrique Ă  la frĂ©quence de travail.  Les paramĂštres S aux bornes du rĂ©seau doivent donc ĂȘtre redĂ©finis en paramĂštres S’ aux bornes de l’instrument de mesure.

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Fig. 18 : Plans de rĂ©fĂ©rence pour la mesure des paramĂštres S (distance x = 0) au circuit de base et de collecteur d’un transistor amplificateur radiofrĂ©quence dont la forme du boitier est appropriĂ©e pour le raccordement sur des lignes de transmission en technique micro ruban (Microstrip).  Source : S‑Parameters, Prof. Steve Long, Department of Electrical and Computer Engineering (ECE), University of California, Santa Barbara, USA.

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Fig. 19 : Plans de mesure des paramĂštres S’ Ă  distance des plans de rĂ©fĂ©rence des paramĂštres S Ă  la distance x1 = -L1 au circuit de base du transistor et Ă  la distance x2 = -L2 au circuit collecteur du transistor.  Source : S-Parameters, Prof. Steve Long, Department of Electrical and Computer Engineering (ECE), University of California, Santa Barbara, USA.

Comment exprimer le dĂ©phasage dĂ» au dĂ©placement du plan de rĂ©fĂ©rence ?

Le dĂ©phasage amenĂ© par les segments de ligne de transmission entre le rĂ©seau et l’instrument de mesure sera exprimĂ© sous la forme d’un angle de dĂ©phasage Ă©lectrique.  Comme les paramĂštres S sont des grandeurs complexes, le dĂ©phasage est exprimĂ© sous la forme d’un argument (au sens mathĂ©matique du terme) avec la notation d’Euler des nombres complexes.

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Fig. 20 : Notation sous la forme d’Euler d’un nombre complexe.  Le dĂ©phasage d’un angle Ξ s’exprime par un coefficient multiplicateur ejΞ sous la forme d’une exponentielle naturelle.  e = 2,71828.  L’expression mathĂ©matique « cos Ξ + j sin Ξ Â» peut parfois, dans certaines publications, ĂȘtre notĂ©e sous la forme contractĂ©e « cis Ξ Â».  Graphisme ON4IJ.

Pourquoi la notation d’Euler ?

Restons pragmatique en math : additionner des nombres complexes est simple car il suffit d’additionner les parties rĂ©elles entre elles et d’additionner les parties imaginaires entre elles et on obtient le rĂ©sultat.  Mais la multiplication des nombres complexes doit respecter certaines rĂšgles d’algĂšbre.  Vous vous souvenez de ce qu’est la distributivitĂ© de l’addition par une multiplication.  Dans le domaine des nombres complexes, il y a lieu de tenir compte que j x j = j2 = -1.  Cela complique un peu les regroupements des parties rĂ©elles et des parties imaginaires.  C’est la raison pour laquelle, dans le contexte d’une multiplication de nombres complexes, il est bien plus simple de convertir Ă  l’avance la notation cartĂ©sienne d’un nombre complexe Z = (R + jX) vers la forme polaire (module et argument)
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L’avantage de cette notation polaire dans une multiplication de nombres complexes est que le rĂ©sultat est plus facile Ă  calculer : Ă  la place d’effectuer tout un calcul par la distributivitĂ© de deux facteurs composĂ©s chacun d’une somme de deux termes, il suffit de multiplier les modules entre eux et d’additionner les arguments entre eux.  Voici un exemple :
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C’est sympa car le calcul devient lĂ©ger.

ReprĂ©sentez-vous maintenant, sans la notation d’Euler, quelle serait la complexitĂ© des calculs d’une combinaison linĂ©aire de nombres complexes Ă  multiplier par un coefficient complexe reprĂ©sentant un changement de phase dĂ» Ă  une longueur de ligne de transmission reprĂ©sentant le dĂ©placement du plan de mesure vers un plan de rĂ©fĂ©rence situĂ© au niveau d’un dispositif sous test !?!  « Oufti ! », comme on dirait Ă  LiĂšge en Belgique, ou bien « oh lĂ  lĂ  Â» dans d’autres rĂ©gions (hi 3x).

C’est ici dans la suite que l’on va comprendre toute l’utilitĂ© de la notation d’Euler des nombres complexes et la simplicitĂ© de la notation sous forme de calcul matriciel

En notation d’Euler, tout cela devient (relativement) facile : la matrice des paramĂštres S devient la matrice S’ (allez revoir la figure 19).
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On voit ci-dessus que les paramĂštres des coefficients de rĂ©flexion (S11 et S22) sont dĂ©calĂ©s en phase de deux fois la longueur Ă©lectrique sĂ©parant le plan de rĂ©fĂ©rence du plan de mesure car l’onde incidente parcourt deux fois cette longueur (aller-retour) avant d’apparaĂźtre sous forme d’onde rĂ©flĂ©chie : on voit apparaĂźtre  et  dans les exponentielles.  En ce qui concerne les paramĂštres des coefficients de transmission (S21 et S12), l’onde incidente doit parcourir chacune des deux longueurs, c’est-Ă -dire celle entre le plan de sortie de mesure et le plan de rĂ©fĂ©rence Ă  l’entrĂ©e du circuit sous test, et celle entre le plan de rĂ©fĂ©rence Ă  la sortie du circuit sous test et le plan d’entrĂ©e de mesure : on voit apparaĂźtre dans les exponentielles.

Le passage de la matrice S Ă  la matrice S’ sera entre autres trĂšs prĂ©cieux pour l’utilisation d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel lorsqu’on devra procĂ©der au calibrage des ports de mesure en ayant comme plan de rĂ©fĂ©rence les extrĂ©mitĂ©s des cĂąbles de mesure qui sont raccordĂ©s Ă  l’analyseur.  Rassurez-vous, l’appareil de mesure va tout calculer Ă  votre place et enregistrer les rĂ©sultats dans une mĂ©moire.  Toutefois, nous avons tenu Ă  effectuer ce petit parcours scientifique afin de vous faire comprendre Ă  quoi tiennent les paramĂštres de rĂ©partition (S-Parameters), leur importance et leur utilitĂ© pratique dans les mesures sur des circuits Ă©lectroniques.

DerniĂšres Ă©tapes d’innovation pour arriver Ă  un analyseur de rĂ©seau vectoriel :

Les derniĂšres Ă©tapes Ă  franchir pour tracer directement la courbe d’une variation d’impĂ©dance complexe en fonction de la frĂ©quence sur un abaque de Smith ont demandĂ© deux amĂ©liorations.  La premiĂšre a Ă©tĂ© de constituer une source Ă  balayage de frĂ©quence (Swept Frequency Source), aussi appelĂ©e « vobulateur Â» qui fait varier automatiquement la frĂ©quence du signal appliquĂ© au dispositif sous test entre deux limites dĂ©terminant le spectre utile.  La deuxiĂšme a Ă©tĂ© d’utiliser un voltmĂštre vectoriel avec une Ă©lectronique additionnelle pour permettre d’afficher directement sur un tube cathodique la grandeur d’amplitude et la grandeur de phase.

Le gĂ©nĂ©rateur Ă  balayage en frĂ©quence :

Pour mĂ©moire, les premiers gĂ©nĂ©rateurs Ă  balayage (Swept Generator, Sweeper) Ă©taient du type BWO : Backward Wave Oscillator (littĂ©ralement oscillateur Ă  ondes progressives dirigĂ©es Ă  contre-sens).  Un BWO est pilotĂ© par un tube Ă  vide (appartenant Ă  la famille des Travelling Wave Tube, tubes Ă  ondes progressives) qui est constituĂ© d’un canon Ă  Ă©lectrons, d’un collecteur (anode) et d’une structure de contrĂŽle de la vitesse du flux d’électrons dans le tube Ă  travers une structure Ă  onde lente.  La structure Ă  onde lente est constituĂ©e d’une Ă©lectrode enroulĂ©e en forme d’hĂ©licoĂŻde dont l’axe est concentrique au flux d’électrons.  Un aimant entoure le tube d’une maniĂšre coaxiale pour confiner le flux d’électrons dans l’hĂ©licoĂŻde.  Les oscillations dans le tube sont entretenues par la propagation d’une onde progressive « en arriĂšre Â», c’est-Ă -dire dans le sens contraire du flux d’électrons.  La sortie radiofrĂ©quence s’effectue Ă  proximitĂ© du canon Ă  Ă©lectrons.  Le fonctionnement du tube est basĂ© sur le principe d’un pilotage de la vitesse de propagation de l’onde progressive dans le tube par une diffĂ©rence de potentiel entre la cathode et l’électrode hĂ©licoĂŻdale.  La frĂ©quence d’oscillation est donc pilotĂ©e par une tension ; nous avons donc un VCO (Voltage Controlled Oscillator) qui va nous permettre d’effectuer un balayage en frĂ©quence.

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Fig. 21 : SchĂ©ma d’un tube Ă  ondes progressive pour constituer un Backward Wave Oscillator.  Source : RF Wireless World.

Les Sweeper BWO sont constituĂ©s d’un rack principal (Mainframe) avec une gamme de diffĂ©rents tiroirs Ă©lectroniques enfichables (Plug-in) pour pouvoir couvrir toutes les gammes d’ondes.
Nous reprenons ci-dessous quelques photos des appareils les plus connus et les plus représentatifs parmi les générateurs à balayage en fréquence.

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Fig. 22 : Sweeper BWO HP 8690A Ă©quipĂ© d’un tiroir HP 8692A de 2 GHz Ă  4 GHz.  Source : HP Memory Project.

Une évolution majeure des Sweepers est celle des synthétiseurs de fréquence qui sont plus précis et plus stables en fréquence grùce aux oscillateurs à quartz et aux asservissements à boucle de verrouillage de phase (PLL).

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Fig. 23 : Sweeper HP 8601A Ă  synthĂ©tiseur de frĂ©quence de 100 kHz Ă  110 MHz particuliĂšrement adaptĂ© Ă  l’analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8407A.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 24 : Sweeper synthĂ©tiseur HP 8350B avec tiroir HP 83525B de 10 MHz Ă  8,4 GHz.  Plusieurs tiroirs existent pour couvrir les gammes de frĂ©quence de 10 MHz Ă  40 GHz.  Ce type de Sweeper a Ă©quipĂ© de nombreux laboratoires pour plusieurs types d’analyseurs de rĂ©seaux vectoriels.  Source : Helmut Singer Elektronik, Feldchen, Aachen.

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Fig. 25 : Sweeper synthĂ©tiseur HP 8340A large bande de 10 MHz Ă  26,5 GHz.  Ce modĂšle est utilisĂ© pour plusieurs modĂšles d’analyseurs de rĂ©seaux vectoriels.  Source : Tech Systems USA.

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Fig. 26 : Sweeper synthĂ©tiseur HP 83620B de 10 MHz Ă  20 GHz.  Ce modĂšle fait partie de la sĂ©rie HP 8360 qui dĂ©cline des synthĂ©tiseurs Ă  balayage de frĂ©quence large bande jusqu’à des frĂ©quences de 40 GHz en un seul appareil.  Cette sĂ©rie de Sweeper constitue une rĂ©fĂ©rence pour les analyseurs de rĂ©seaux vectoriels performants et haut de gamme (HP 8510C, par exemple).  Photo : ON4IJ. 

Analyseurs de rĂ©seaux vectoriels Ă  tube cathodique :

Un des premiers analyseurs vectoriel (VNA : Vector Network Analyser) Ă  tube cathodique est le modĂšle HP 8410A.  Certains OM passionnĂ©s ont rassemblĂ© les Ă©lĂ©ments constitutifs d’un tel systĂšme de mesure et, aprĂšs avoir effectuĂ© une restauration, le dĂ©pannage et les rĂ©glages des racks Ă©lectroniques, ils bĂ©nĂ©ficient d’une installation parfaitement fonctionnelle et performante pour un prix dĂ©risoire.  Ce type d’installation est d’une apparence un peu « vintage Â» de nos jours, mais la maĂźtrise d’un tel ensemble d’appareils de mesure procure une source inouĂŻe d’apprentissage sur bien des domaines de l’électronique et de la radiofrĂ©quence pour un radioamateur.

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Fig. 27 : Ordinateur HP 9845. Source : The HP 9845 Project.

L’analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8410A a Ă©tĂ© la base de nombreuses stations de mesures automatisĂ©es ayant Ă©quipĂ© les toutes grandes sociĂ©tĂ©s de tĂ©lĂ©communication.  Ces stations Ă©taient pilotĂ©es par un des premiers ordinateurs (calculateur) trĂšs populaire auprĂšs de nombreux particuliers qui ont mis le pied Ă  l’étrier de l’informatique dans les annĂ©es ’70 : la station de travail HP 9845A.  Peut-ĂȘtre certains d’entre vous se souviennent du film « War Games Â» (MGM et UA, 1983) oĂč le jeune David Lightman (Matthew Broderick) tente de s’introduire dans le systĂšme informatique du dĂ©partement NORAD de la dĂ©fense militaire des USA au moyen d’un ordinateur HP 9845.

Un OM et son analyseur de rĂ©seau vectoriel digne des plus grands labos de l’époque :

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Fig. 28 : Analyseur de rĂ©seau vectoriel mis en Ɠuvre par F5DQK (Val-de-Marne, Île-de France).  Source : F1CHF.free.fr/F5DQK.

Deux OM : F5DQK (Val-de-Marne, Île de France) et F4DAY (HĂ©rault, Occitanie, France) consacrent plusieurs pages Web super FB sur le HP 8410.  Un grand coup de chapeau Ă  tous les deux !

À l’origine en 1967 (HP 8410A) et Ă©volution de 1983 (HP8410C) :

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Fig. 29 : Ensemble HP 8409B : analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8410B en station semi-automatique.  Source : HP Memory Project.

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Fig. 30 : Ensemble HP 8409C : analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8410C en station semi-automatique.  On observera sur la droite de la figure un calculateur HP 9845 pilotant les automatismes de mesure.  Une installation de lĂ©gende !  Source : HP 8409C Operating Manual.

C’est donc Ă  partir de 1967 avec le HP 8410A que l’on a pu disposer d’un premier modĂšle d’analyseur de rĂ©seau vectoriel avec affichage des courbes de mesure directement sur l’abaque de Smith au moyen d’un tube cathodique Ă  Ă©cran polaire.  La bande passante de cet analyseur de rĂ©seau est impressionnante pour l’époque : de 110 MHz Ă  18 GHz.  C’est grĂące Ă  l’invention du convertisseur de frĂ©quence HP 8411A que l’on peut atteindre le domaine des microondes (18 GHz).  Les deux entrĂ©es de ce convertisseur sont Ă©quipĂ©es de dispositifs Ă©chantillonneurs analogiques Ă  large bande qui permettent de convertir la plage des frĂ©quences de mesure en une moyenne frĂ©quence constante de 20 MHz.  Le signal Ă  moyenne frĂ©quence prĂ©sent Ă  la sortie du convertisseur conserve toutes les caractĂ©ristiques d’amplitude et de phase des signaux HF appliquĂ©s Ă  ses entrĂ©es.

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Fig. 31 : Convertisseur de frĂ©quence HP 8411A (opt. 018 : 18 GHz) utilisĂ© Ă  l’entrĂ©e d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8410C.  Source : Helmut Singer Elektronik, Feldchen, Aachen.

L’analyseur HP 8410A procĂšde ensuite Ă  un second changement de frĂ©quence pour obtenir une frĂ©quence intermĂ©diaire de 278 kHz (2Ăšme moyenne frĂ©quence comme dans un rĂ©cepteur superhĂ©tĂ©rodyne).  Les signaux dĂ©modulĂ©s contenant les informations d’amplitude et de phase pour les mesures du coefficient de transmissions sont affichĂ©s sur un tube cathodique Ă  Ă©cran rectangulaire ou sur un galvanomĂštre graduĂ© en dĂ©cibels et en degrĂ©s.  Les signaux contenant les informations de la partie rĂ©elle et de la partie imaginaire des impĂ©dances complexes lors des mesures du coefficient de rĂ©flexion sont affichĂ©s sous forme polaire sur un tube cathodique Ă  Ă©cran circulaire.  On peut apposer sur l’écran Ă  affichage polaire diffĂ©rents masques imprimĂ©s sur support transparent (Overlay) qui permettent entre autres de visualiser les courbes sur un layout de l’abaque de Smith.  Ces trois afficheurs distincts sont sous la forme de tiroirs qui viennent s’intĂ©grer dans le rack de l’analyseur.  Pour permettre un double affichage sans devoir inter-changer les tiroirs Ă  tube cathodique, on peut installer un type d’afficheur Ă  tube (par exemple rectangulaire) dans le rack de l’analyseur et l’autre type d’afficheur Ă  tube (par exemple circulaire ou polaire) dans un rack auxiliaire prĂ©vu Ă  cet effet.

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Fig. 32 : À gauche, rack analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8410C avec convertisseur HP 8411A (option 18 GHz) et tiroir Ă  tube cathodique rectangulaire pour les mesures d’amplitude et de phase.  À droite, rack auxiliaire pour accueillir un tiroir Ă  tube cathodique polaire pour les mesures d’impĂ©dances complexes.  Juste Ă  cĂŽtĂ© du tiroir Ă  tube cathodique polaire on peut observer le tiroir Ă  galvanomĂštre pour la mesure d’amplitude et de phase.  Photo : ON4IJ.

Comment mesurer le rapport d’amplitude et comment mesurer la diffĂ©rence de phase pour caractĂ©riser un rĂ©seau sous test ?

La rĂ©ponse est en partie dans l’énoncĂ© de la question (hi).  Il y a deux mots importants dans la question : « rapport Â» et « diffĂ©rence Â».  Vient immĂ©diatement une sous question : « rapport entre quoi et quoi Â», et « diffĂ©rence entre quoi et quoi Â» ?

De tout ce qui a Ă©tĂ© expliquĂ© jusqu’à prĂ©sent, il y a lieu de replanter le dĂ©cor et de se concentrer sur l’essentiel d’une mesure vectorielle en radiofrĂ©quence.

Pour caractĂ©riser un rĂ©seau sous test nous devons disposer d’une source d’un signal HF dont la frĂ©quence varie linĂ©airement – ou sur une Ă©chelle logarithmique – dans le domaine du temps et cela dans une plage de frĂ©quences.  C’est le rĂŽle des gĂ©nĂ©rateurs Ă  balayage en frĂ©quence (Sweeper) appelĂ©s en français « vobulateurs Â».

Ensuite nous devons disposer d’un appareil de mesure qui est Ă©quipĂ© de deux entrĂ©es : une premiĂšre entrĂ©e « de rĂ©fĂ©rence Â» qui sera raccordĂ©e Ă  l’entrĂ©e (ou Ă  la sortie) du rĂ©seau sous test et une deuxiĂšme entrĂ©e « de mesure Â» qui sera raccordĂ©e Ă  la sortie (ou Ă  l’entrĂ©e) de ce rĂ©seau.  Il y a donc quatre possibilitĂ©s de raccordement des deux entrĂ©es de l’appareil de mesure Ă  un rĂ©seau (lorsque celui-ci est un dispositif Ă  deux ports : une entrĂ©e et une sortie).  Ces quatre possibilitĂ©s de raccordement correspondent aux mesures des quatre coefficients de rĂ©partition : S21, S12, S11 et S22.

L’appareil de mesure va donc pouvoir effectuer une comparaison entre les signaux prĂ©sentĂ©s Ă  l’entrĂ©e de rĂ©fĂ©rence et ceux prĂ©sentĂ©s Ă  l’entrĂ©e de mesure pour Ă©tablir le gain (ou attĂ©nuation), l’isolation, l’impĂ©dance d’entrĂ©e et celle de sortie du dispositif sous test.

Comment raccorder la sortie du vobulateur (Sweeper), comment raccorder les deux entrĂ©es de l’appareil de mesure et comment raccorder le rĂ©seau sous test ?

C’est ici qu’interviennent tous les dispositifs de sĂ©paration des signaux Ă  large bande (Power Splitter), les coupleurs directionnels, les ponts directionnels, les dispositifs de couplage pour les mesures du coefficient de transmission (Transmission Test Set), ceux pour les mesures du coefficient de rĂ©flexion (Reflection Test Set) et enfin les dispositifs permettant de mesurer les coefficients de rĂ©partition (S-Parameter Test Set).

Nous allons examiner pour commencer les premiers Test Set qui ont vu le jour en 1967 car ils sont riches d’enseignements.  Les dispositifs plus modernes seront examinĂ©s par la suite.
Transmission Test Set HP 8740A :

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Fig. 33 : Mesure du coefficient de transmission avec un Transmission Test Set HP 8740A ; schĂ©ma des raccordements Ă  l’analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8410A.  Source : HP 8740A Operating Note.

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Fig. 34 : SchĂ©ma d’un Transmission Test Set HP 8740A.  Source : HP 8740A Operating Note./p>

Le Transmission Test Set est constituĂ© d’un sĂ©parateur de signaux, c’est-Ă -dire ici d’un diviseur de puissance (Power Splitter) afin de rĂ©partir sur deux branches distinctes le signal en provenance du vobulateur (Sweeper).  Un attĂ©nuateur est placĂ© au dĂ©but de chaque branche afin d’obtenir un effet d’isolation HF entre les deux voies (rĂ©duction d’influence mutuelle entre les deux voies).

Sur la premiĂšre branche, le signal passe par une ligne de transmission coaxiale Ă  air dont la longueur est extensible de 0 cm Ă  10 cm (Line Extender).  Il s’agir d’une rĂ©elle extension mĂ©canique de cette ligne qui se prolonge ainsi avec son connecteur de sortie qui se dĂ©place vers l’extĂ©rieur du Transmission Test Set Ă  la façon d’un piston.  La longueur de cette branche pourra ĂȘtre en outre prolongĂ©e par un segment externe de ligne de transmission coaxiale Ă  air d’une longueur fixe de 10 cm ou de 20 cm.  Cette premiĂšre branche est directement raccordĂ©e Ă  l’entrĂ©e de rĂ©fĂ©rence de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel.

Sur la deuxiĂšme branche, le signal passe par une ligne de transmission coaxiale dont on peut « Ă©tirer Â» la longueur de 0 cm Ă  30 cm (Line Stretcher).  Cette modification de longueur est effectuĂ©e par un dispositif coulissant et qui reste situĂ© Ă  l’intĂ©rieur du Transmission Test Set ; la position du connecteur de sortie reste fixe.  Cette deuxiĂšme branche est raccordĂ©e Ă  l’entrĂ©e (ou sortie) du dispositif sous test et, la sortie (ou l’entrĂ©e) de celui-ci est raccordĂ©e Ă  l’entrĂ©e de mesure de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel.

Les deux branches sont Ă©quipĂ©es chacune Ă  leur sortie d’un attĂ©nuateur de 10 dB de façon Ă  limiter au maximum les ondes stationnaires qui pourraient naĂźtre entre les sorties du Transmission Test set et les entrĂ©es du convertisseur de l’appareil de mesure.

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Fig. 35 : Transmission Test Set HP 8740A.  En bas Ă  gauche, le connecteur de raccordement vers l’entrĂ©e de rĂ©fĂ©rence de l’appareil de mesure.  En bas Ă  droite, le connecteur de raccordement vers le dispositif sous test.  La ligne coaxiale mĂ©caniquement extensible est rĂ©glĂ©e ici sur une longueur de 0 cm : le connecteur (Ă  gauche) est situĂ© Ă  raz de la face avant du rack.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 36 : Sur cette figure, la ligne mĂ©caniquement extensible est rĂ©glĂ©e Ă  une longueur de 6 cm.  Cette ligne coaxiale est sortie comme un piston.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 37 : Ici, la ligne mĂ©caniquement extensible est rĂ©glĂ©e sur une longueur de 10 cm.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 38 : Raccordement d’un dispositif sous test (ici un filtre passe-bande) pour une mesure du coefficient de transmission au moyen d’un Transmission Test Set HP 8740A. 

L’entrĂ©e du filtre Ă  mesurer est raccordĂ©e Ă  la sortie « Test Â» du Transmission Test Set ; la sortie du filtre est raccordĂ©e Ă  l’entrĂ©e de mesure « Test Â» du convertisseur de frĂ©quences HP 8411A de l’appareil de mesure.  La ligne coaxiale extensible mĂ©caniquement est ajustĂ©e Ă  une longueur permettant de raccorder celle-ci Ă  l’entrĂ©e de rĂ©fĂ©rence du convertisseur.  Un segment de ligne coaxiale Ă  air d’une longueur de 10 cm a Ă©tĂ© ajoutĂ© pour prolonger la ligne extensible de façon Ă  atteindre le connecteur d’entrĂ©e de rĂ©fĂ©rence du convertisseur.  À l’avant plan de la photo, on peut observer un autre segment de ligne coaxiale Ă  air d’une longueur de 20 cm.  Ce segment plus long est nĂ©cessaire lorsque les dimensions physiques du dispositif sous test sont plus importantes (distance plus grande entre le connecteur d’entrĂ©e et celui de sortie du dispositif sous test).  Un attĂ©nuateur de 30 dB est placĂ© juste Ă  l’entrĂ©e de rĂ©fĂ©rence du convertisseur et un attĂ©nuateur de 10 dB est placĂ© juste Ă  l’entrĂ©e de mesure de celui-ci.  Photo : ON4IJ.

À quoi sert le « Line Stretcher Â» (ligne coaxiale « Ă©tirable Â») ?

Tout est une question de gĂ©omĂ©trie des longueurs des lignes de transmission sur les deux branches du Transmission Test Set.  Comme il est nĂ©cessaire d’allonger mĂ©caniquement la ligne de transmission de la branche « rĂ©fĂ©rence Â» du fait de l’encombrement physique du dispositif sous test insĂ©rĂ© sur la branche « mesure Â», il faut bien « Ă©tirer Â» la longueur de la branche « mesure Â» (Test) pour que celle-ci soit de la mĂȘme longueur d’onde Ă©lectrique que celle de la branche « rĂ©fĂ©rence Â» qui a Ă©tĂ© allongĂ©e.  Ainsi, si la branche de la ligne coaxiale de rĂ©fĂ©rence a Ă©tĂ© allongĂ©e mĂ©caniquement de 9,21 cm et prolongĂ©e par un segment de ligne coaxiale Ă  air de 10 cm, alors la branche de la ligne coaxiale de mesure doit ĂȘtre Ă©tirĂ©e d’une longueur de 9,21 cm + 10 cm = 19,21 cm.  Vous aurez donc compris que le Line Stretcher est un dispositif qui permet de calibrer le plan de rĂ©fĂ©rence pour la mesure du dispositif sous test (revoir les figures 18 et 19).

Tout ceci n’a que peu d’incidence sur la mesure du diagramme d’amplitude du dispositif sous test, en revanche, l’équivalence des longueurs d’ondes Ă©lectriques des deux branches (rĂ©fĂ©rence et mesure) est critique pour une mesure correcte du diagramme de phase du dispositif sous test.  En effet,  une onde se dĂ©phase au fur et Ă  mesure de sa propagation le long d’une ligne de transmission.  Si une onde est partagĂ©e entre deux branches de lignes de transmission qui ont la mĂȘme longueur d’onde Ă©lectrique, alors les deux ondes aux sorties des deux branches sont rigoureusement en phase.  Si un dispositif sous test est insĂ©rĂ© sur une des deux branches (toutes deux ajustĂ©es pour qu’elles soient de la mĂȘme longueur d’onde Ă©lectrique), alors on peut parfaitement caractĂ©riser la diffĂ©rence de phase amenĂ©e par le dispositif sous test dans une plage de frĂ©quences de mesure.

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Fig. 39 : Ligne coaxiale Ă©tirable, Line Stretcher (ici d’un Reflection Test Set HP 8741A et dont la construction est similaire Ă  celle d’un Transmission Test Set HP 8740A).  La ligne Ă©tirable est ici, sur cette figure, Ă  moitiĂ© dĂ©ployĂ©e.  Le fonctionnement de ce mĂ©canisme est comparable Ă  celui de l’instrument de musique trombone Ă  coulisse (voir la partie situĂ©e Ă  droite).  Photo : ON4IJ.

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Fig. 40 : Idem figure prĂ©cĂ©dente avec la ligne coaxiale complĂštement dĂ©ployĂ©e.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 41 : Idem figure prĂ©cĂ©dente avec la ligne coaxiale complĂštement rĂ©tractĂ©e.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 42 : MĂ©canisme de dĂ©ploiement de la ligne Ă©tirable avec une vis sans fin.  Photo : ON4IJ.

Pour obtenir une bonne prĂ©cision d’équivalence des longueurs d’onde Ă©lectrique des deux branches, vous comprendrez qu’à l’époque on utilisait exclusivement des lignes coaxiales Ă  air de façon Ă  bien maĂźtriser le coefficient de vĂ©locitĂ© de celles-ci quelle que soit leur morphologie : ligne extensible, ligne Ă©tirable ou segment de ligne coaxiale.  Une vĂ©ritable plomberie !

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Fig. 43 : Ajustement des longueurs des deux branches du Transmission Test set.  L’encombrement physique du dispositif sous test est de 19,21 cm.  Cela nĂ©cessite un allongement mĂ©canique de la ligne coaxiale extensible sur la branche de rĂ©fĂ©rence d’une longueur de 9,21 cm et nĂ©cessite l’adjonction d’une ligne coaxiale Ă  air de 10 cm.  Pour une Ă©quivalence de la longueur d’onde Ă©lectrique des deux branches, la ligne coaxiale « Ă©tirable Â» de la branche de mesure a Ă©tĂ© « Ă©tirĂ©e Â» d’une longueur de 19,21 cm.  Photo : ON4IJ.

Pour les puristes, vous aurez remarquĂ© sur les deux figures prĂ©cĂ©dentes la prĂ©sence de deux adaptateurs APC7/type N mĂąles situĂ©s respectivement Ă  l’entrĂ©e et Ă  la sortie du dispositif sous test (ici un filtre passe-bande type N femelle/femelle « non insĂ©rable Â»).  Pour rĂ©sorber l’excĂ©dent de longueur de ligne de transmission amenĂ© par ces deux adaptateurs, ceux-ci sont insĂ©rĂ©s bout Ă  bout dans la branche de mesure lors du calibrage de l’appareil de mesure (voir figure 44).  Les afficheurs de longueur sont mis Ă  zĂ©ro au moyen des molettes de rĂ©glage prĂ©vues Ă  cet effet.  Lors de la mesure, on procĂšde donc Ă  un Ă©quilibrage des longueurs des deux branches par rapport Ă  l’affichage des longueurs qui avait Ă©tĂ© mises Ă  zĂ©ro.  Le but est d’obtenir la mĂȘme dimension d’allongement de longueur sur chaque branche en tenant compte de la prĂ©sence des adaptateurs.

Comme le dispositif sous test est « non insĂ©rable Â», le calibrage doit s’effectuer au moyen d’un premier adaptateur APC7/type N mĂąle et d’un deuxiĂšme adaptateur APC7/type N femelle.  Ces deux adaptateurs peuvent donc ĂȘtre directement raccordĂ©s entre eux.  Lors de la mesure, l’adaptateur APC7/type N femelle est substituĂ© par un deuxiĂšme adaptateur APC7/type N mĂąle qui a la mĂȘme longueur d’onde Ă©lectrique que l’adaptateur APC7/type N femelle qui a servi au calibrage (Swap Equal Adapters Method).  Le dispositif sous test peut dĂšs lors ĂȘtre insĂ©rĂ© dans la branche de mesure.  Les adaptateurs doivent faire partie d’un kit oĂč ceux-ci ont une propriĂ©tĂ© d’équivalence des longueurs d’onde Ă©lectrique quel que soit leur genre (mĂąle ou femelle).  Nous aurons l’opportunitĂ© d’expliquer plus loin les diffĂ©rents aspects des mesures sur des dispositifs « insĂ©rables Â» et « non insĂ©rables Â».

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Fig. 44 : Adaptateurs APC7/type N mĂąle et APC7/type N femelle mis bout Ă  bout pour le calibrage de l’appareil de mesure.  Il n’y a donc pas besoin d’ajouter un connecteur en « I Â» de traversĂ©e pour Ă©tablir la connexion entre la sortie du Transmission Test Set et l’entrĂ©e de mesure du convertisseur de l’appareil de mesure.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 45 : Adaptateurs APC7/type N mĂąle placĂ© Ă  l’entrĂ©e et Ă  la sortie du dispositif sous test « non insĂ©rable Â».  L’adaptateur APC7/type N mĂąle placĂ© Ă  la sortie du dispositif sous test doit avoir la mĂȘme longueur d’onde Ă©lectrique que l’adaptateur APC7/type N femelle qui avait servi pour le calibrage de l’appareil de mesure.  Photo : ON4IJ.

Reflection Test Set HP 8741A et HP 8742A :

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Fig. 46 : Mesure du coefficient de rĂ©flexion avec un Reflection Test Set HP 8741A ; schĂ©ma des raccordements Ă  l’analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8410A.  Source : HP 8741A Operating Note.

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Fig. 47 : SchĂ©ma d’un Reflection Test Set HP 8741A.  Source : HP 8741A Operating Note.

Le Reflection Test Set est constituĂ© d’un coupleur directionnel double et d’une ligne coaxiale « Ă©tirable Â» (Line Stretcher).

Pour bien se remĂ©morer la constitution, le fonctionnement et les caractĂ©ristiques des coupleurs directionnels, nous vous conseillons d’aller consulter l’article Analyseur de spectre et mesures scalaires  disponible en ligne sur le site Internet ON5VL, pages 9 Ă  14.

La sortie de l’onde directe (Forward) du coupleur directionnel est dirigĂ©e vers l’entrĂ©e «  rĂ©fĂ©rence Â» de l’appareil de mesure par l’intermĂ©diaire d’une ligne coaxiale Ă©tirable et la sortie de l’onde rĂ©flĂ©chie du coupleur directionnel est dirigĂ©e vers l’entrĂ©e « mesure Â» de l’appareil de mesure.  Comme il est trĂšs difficile au point de vue technologique de rĂ©aliser des coupleurs directionnels Ă  trĂšs large bande, deux Reflection Test Set ont Ă©tĂ© conçus : le modĂšle HP 8741A dont la bande passante s’étend de 110 MHz Ă  2 GHz et le HP 8742A de 2 GHz Ă  18 GHz.

L’entrĂ©e de la branche principale du coupleur directionnel du Test Set est raccordĂ©e au vobulateur (Sweeper) et la sortie du coupleur est raccordĂ©e directement au dispositif sous test.  Si le dispositif sous test comporte deux ports (entrĂ©e et sortie), le 1er port (entrĂ©e ou sortie) est raccordĂ© au coupleur et le 2Ăšme port (sortie ou entrĂ©e) est raccordĂ© Ă  une charge Ă©talon Ă  large bande.

Le rapport entre l’amplitude d’une onde directe et d’une onde rĂ©flĂ©chie exprime bien un coefficient de rĂ©flexion.  Ainsi l’appareil de mesure effectue cette opĂ©ration entre le signal de l’onde directe prĂ©sent Ă  l’entrĂ©e de rĂ©fĂ©rence et celui de l’onde rĂ©flĂ©chie Ă  l’entrĂ©e de mesure.  À partir du coefficient de rĂ©flexion, on peut donc obtenir l’impĂ©dance complexe d’une charge Ă  mesurer.

La ligne coaxiale « Ă©tirable Â» sert Ă  calibrer l’ensemble du systĂšme de mesure en ajustant la position du plan de rĂ©fĂ©rence de mesure juste Ă  l’entrĂ©e du dispositif sous test.  On place un calibre de court-circuit Ă  la place du dispositif sous test pour le calibrage d’une rĂ©flexion totale.  Le plan de rĂ©fĂ©rence peut ainsi ĂȘtre ajustĂ© pour tenir compte de la longueur d’onde Ă©lectrique d’une ligne de transmission qui serait insĂ©rĂ©e entre le connecteur du Test Set et celui de l’entrĂ©e du dispositif sous test.  Il est Ă  remarquer que l’afficheur de longueur de la ligne coaxiale Ă©tirable correspond au double de la longueur physique de la ligne coaxiale entre le Test Set et le dispositif sous test.  En effet, l’onde incidente doit parcourir une premiĂšre fois la longueur de la ligne de transmission et l’onde rĂ©flĂ©chie doit parcourir une deuxiĂšme fois cette longueur en sens inverse avant d’atteindre la sortie du coupleur directionnel.

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Fig. 48 : Reflection Test Set HP 8741A raccordĂ© Ă  un convertisseur HP 8411A.  Photo : ON4IJ.

Transmission/Reflection Tet Set : HP 8743A

Ce Test Set est tout simplement une combinaison des deux Test Set prĂ©cĂ©dents comme son nom le suggĂšre.  Toutefois, le dispositif de sĂ©paration est diffĂ©rent pour la mesure du coefficient de transmission.  Il ne s’agit plus d’un diviseur de puissance rĂ©sistif mais de deux coupleurs directionnels qui redirigent le signal du vobulateur (Sweeper) vers les deux branches de rĂ©fĂ©rence et de mesure (Test).  Cet agencement de coupleurs offre une meilleure isolation HF entre les deux branches (rĂ©fĂ©rence et mesure).  Un interrupteur sur la face avant du rack pilote un jeu de relais coaxiaux pour sĂ©lectionner une mesure du coefficient de transmission ou du coefficient de rĂ©flexion.

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Fig. 49 : SchĂ©ma-bloc d’un Transmission/Reflection Test Set HP 8743A.  Source HP Operating and Service Manual

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Fig. 50 : Transmission/Reflection Test Set HP 8743B Opt. 018 avec bras coaxial articulĂ© HP 11605A.

À l’avant plan, on peut observer deux lignes coaxiales sous forme de cavalier de longueurs diffĂ©rentes qui se raccordent Ă  l’arriĂšre du rack ; il s’agit d’extensions de la ligne « Ă©tirable Â» (Line Stretcher).  Photo : ON4IJ.

S-Parameter Test Set : HP 8745A et HP 8746A

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Fig. 51 : SchĂ©ma-bloc du S-Parameter Test Set HP 8745A avec le port « A Â» sĂ©lectionnĂ©.  Source HP Operating and Service Manual.

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Fig. 52 : SchĂ©ma-bloc du S-Parameter Test Set HP 8745A avec le port « B Â» sĂ©lectionnĂ©.  Source HP Operating and Service Manual.

Le S-Parameter Test Set est constituĂ© de deux coupleurs directionnels doubles et de deux charges Ă©talons Ă  large bande.  Un premier jeu de relais coaxiaux permet d’acheminer le signal HF du vobulateur (Sweeper) vers les branches principales des coupleurs directionnels et permet de « terminer Â» ce circuit sur une charge Ă©talon.  Un deuxiĂšme jeu de relais sĂ©lectionne les sorties de ces coupleurs pour acheminer les signaux d’ondes directes et/ou les signaux d’ondes rĂ©flĂ©chies vers l’entrĂ©e de rĂ©fĂ©rence et l’entrĂ©e de mesure de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Le Test Set a une architecture complĂštement symĂ©trique et rĂ©versible, ce qui permet d’effectuer des mesures dans n’importe quel sens sur le dispositif sous test sans devoir le dĂ©connecter, le retourner et le reconnecter.  Deux boutons poussoirs permettent de sĂ©lectionner l’assignation des deux ports de mesure comme entrĂ©e ou comme sortie de mesure.  Quatre boutons poussoirs permettent de sĂ©lectionner le coefficient de rĂ©partition que l’on veut mesurer.  Dans la version la plus aboutie, le Test Set HP 8746A est Ă©quipĂ© d’un attĂ©nuateur de 0 dB Ă  70 dB par pas de 10 dB.  Cet attĂ©nuateur est insĂ©rĂ© dans la branche de l’onde incidente allant vers l’entrĂ©e du dispositif sous test sans toutefois affecter le niveau du signal dirigĂ© vers l’entrĂ©e de rĂ©fĂ©rence de l’analyseur.

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Fig. 53 : S-Parameter Test Set HP 8745A avec extension coaxiale articulĂ©e HP 11604A.  Photo : ON4IJ.

Le S-Parameter Test Set HP 8745A est particulier car il comporte de nombreux accessoires pour raccorder des transistors afin de mesurer leurs paramĂštres de rĂ©partition.  Une alimentation dĂ©diĂ©e (HP 8717A) permet d’acheminer les tensions de polarisation du transistor sous test par l’intermĂ©diaire des entrĂ©es « Bias Â» (polarisation) du Test Set.

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Fig. 54 : Accessoires du S-Parameter Test Set HP 8745A.  De gauche Ă  droite : coupleurs directionnels, dispositif de raccordement de transistors, bras articulĂ©s et relais coaxiaux.  Source : HP Memory Project.

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Fig. 55 : Alimentation HP 8717A dĂ©diĂ©e Ă  la polarisation des transistors sous test et dont on doit relever les paramĂštres de rĂ©partition.  Source : HP Application Note AN 117-1.

Pour Ă©tendre la gamme de mesure depuis des radiofrĂ©quences de faibles valeurs jusqu’aux frĂ©quences VHF de 100 kHz Ă  110 MHz, beaucoup de radioamateurs connaissent et utilisent l’analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8407A avec le Sweeper Ă  synthĂ©tiseur de frĂ©quence HP 8601A.

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Fig. 56 : Analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8407A avec Sweeper HP 8601A et marqueur numĂ©rique HP 8600A.  Un diviseur de puissance rĂ©sistif (Power Splitter) est raccordĂ© directement Ă  la sortie du Sweeper.  Les diagrammes d’amplitude et de phase d’un filtre Ă  quartz de 10,7 MHz sont affichĂ©s non seulement sur l’analyseur mais aussi sur un oscilloscope Ă  mĂ©moire phosphorescente HP 141A.  Sur la droite, un oscilloscope et un analyseur de spectre ayant servi au calibrage complet de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel selon la procĂ©dure dĂ©crite dans le manuel de service.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 57 : Analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8407A avec un dispositif de mĂ©morisation de l’affichage par un « Storage Normalizer Â» HP 8750A.  Ceci permet un affichage complet de la trace sans Ă©vanouissement de celle-ci Ă  cause de la faible rĂ©manence du tube cathodique.  MĂȘme dispositif sous test que celui de la figure prĂ©cĂ©dente.  Photo : ON4IJ.

Dispositifs de sĂ©paration des signaux pour radiofrĂ©quences de faibles valeurs :

Nous avons pu observer que les dispositifs de sĂ©paration des signaux pour les analyseurs de rĂ©seaux vectoriels sont principalement des coupleurs directionnels pour les appareils dont l’étendue de mesure en frĂ©quence se situe depuis le dĂ©but des bandes VHF, UHF ou SHF jusqu’aux microondes, c’est-Ă -dire jusqu’à des frĂ©quences de plusieurs Gigahertz (par exemple 18 GHz avec l’analyseur HP 8410).

Lorsque l’étendue de mesure en frĂ©quence d’un analyseur commence Ă  des radiofrĂ©quences de faibles valeurs (quelques kilohertz), l’utilisation de coupleurs directionnels pour la sĂ©paration des signaux n’est plus possible.  En effet, la taille d’un coupleur directionnel pour des frĂ©quences de faibles valeurs deviendrait prohibitive et il serait difficile d’assurer une linĂ©aritĂ© acceptable pour le degrĂ© de couplage en dĂ©but de bande d’un tel coupleur directionnel.

C’est la raison pour laquelle les dispositifs de sĂ©paration des signaux sont des systĂšmes rĂ©sistifs Ă  large bande qui sont mieux adaptĂ©s pour les frĂ©quences de faibles valeurs.  Pour la sĂ©paration du signal en provenance de la source (gĂ©nĂ©rateur Ă  balayage de frĂ©quences), on utilisera un diviseur de puissance rĂ©sistif ou mieux un sĂ©parateur de puissance rĂ©sistif (Power Splitter).  Pour la sĂ©paration de l’onde directe et de l’onde rĂ©flĂ©chie, on utilisera un pont directionnel rĂ©sistif.

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Fig. 58 : SĂ©parateur rĂ©sistif (Power Splitter) HP 11652-60009 (100 kHz – 110 MHz) prĂ©vu pour l’analyseur HP 8409A.  Source : Helmut Singer Elektronik, Feldchen, Aachen.

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Fig. 59 : Pont directionnel rĂ©sistif HP 8721A (100 kHz – 110 MHz) prĂ©vu pour l’analyseur HP 8409A.  Source : Helmut Singer Elektronik, Feldchen, Aachen.

Une évolution exceptionnelle des analyseurs de réseaux vectoriels

L’univers des appareils de mesure ne sera jamais plus le mĂȘme depuis l’apparition des microprocesseurs et l’introduction de ceux-ci dans tous les appareils de mesure que l’on puisse concevoir.  Nous quittons le monde du traitement analogique d’un signal et nous entrons dans l’ùre du numĂ©rique qui permet d’effectuer avec une facilitĂ© dĂ©concertante toute une sĂ©rie d’opĂ©rations mathĂ©matiques complexes sur un signal ou sur plusieurs signaux y compris entre eux.  Un signal radiofrĂ©quence reste une grandeur analogique mais celle-ci est convertie en un signal numĂ©rique grĂące aux convertisseurs analogiques/numĂ©riques (ADC : Analog-to-Digital Converter).

Analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8510 (1985) :

L’analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8510 se prĂ©sente sous la forme d’une armoire avec plusieurs racks.  La version la plus aboutie (HP 8510C) Ă©tait toujours au catalogue Hewlett Packard (devenu Agilent) en 2001.  Actuellement en 2017, la sociĂ©tĂ© Keysight assure encore le service aprĂšs-vente de ce modĂšle d’appareil de mesure. 

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Fig. 60 : Analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8510C.  Rack analyseur et rack avec tube cathodique couleur, pavĂ© numĂ©rique et lecteur de disquettes 3,5 pouces.  Source : Hewlett Packard, brochure de prĂ©sentation du HP 8510C (1990).

La bande passante de cet analyseur est fonction de l’étendue en frĂ©quence du Sweeper devant l’accompagner et est fonction de la bande passante du Test Set qui est utilisĂ©.  Trois Test Set Ă  sorties coaxiales permettent de choisir la bande passante souhaitĂ©e : de 45 MHz Ă  20 GHz (HP 8514) ou 26,5 GHz (HP 8515) ou 50 GHz (HP 8517).

La bande passante peut ĂȘtre Ă©tendue jusqu’à 110 GHz avec des accessoires spĂ©cifiques qui disposent de raccordements prĂ©vus entre autres pour des guides d’ondes.

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Fig. 61 : Analyseurs de rĂ©seaux vectoriels HP 8510 placĂ©s dans des armoires de mesure avec diffĂ©rents Test Set et gĂ©nĂ©rateurs Sweeper.  Des plateaux sont fixĂ©s aux armoires pour pouvoir y dĂ©poser les dispositifs sous test juste Ă  hauteur des ports de mesure des Test Set.  Source : Microwave Devices, Antennas and Systems Laboratory (MDASL) Laboratory Facility, Department of Electrical and Computer Engineering, University of California Davis, One Shields Avenue, Davis CA 95616.

Jamais deux sans trois, c’est-Ă -dire trois rĂ©cepteurs de mesure

Un analyseur de rĂ©seau vectoriel est un appareil de mesure du type « stimulation/rĂ©ponse Â» : un signal est injectĂ© Ă  l’entrĂ©e d’un dispositif sous test et diffĂ©rents rĂ©cepteurs situĂ©s Ă  l’intĂ©rieur de l’analyseur ont pour mission non seulement de mesurer le signal de stimulation mais aussi les signaux de rĂ©ponse qui sont produits par le dispositif sous test. On peut donc distinguer trois signaux que l’analyseur va devoir mesurer au moyen de ses trois rĂ©cepteurs :

  • le signal incident « R», c’est-Ă -dire le niveau du signal de stimulation qui est appliquĂ© au dispositif sous test ;
  • le signal transmis « B», c’est-Ă -dire le niveau du signal de stimulation qui est transmis Ă  travers le dispositif sous test ;
  • le signal rĂ©flĂ©chi « A», c’est-Ă -dire le niveau du signal de stimulation qui est rĂ©flĂ©chi en retour Ă  partir de l’entrĂ©e du dispositif sous test Ă  cause des dĂ©sadaptations d’impĂ©dances.

De ces trois signaux mesurĂ©s, deux grandeurs essentielles vont ĂȘtre calculĂ©es :

  • la transmission (B/R) qui est le rapport entre le signal transmis et le signal incident ;
  • la rĂ©flexion (A/R) qui est le rapport entre le signal rĂ©flĂ©chi et le signal incident.

La transmission concerne les mesures suivantes : le gain ou perte, les coefficients de rĂ©partition S21 S12, le coefficient de transmission, l’insertion de phase, le dĂ©lai de groupe et l’attĂ©nuation.

La rĂ©flexion concerne les mesures suivantes : la perte de retour (Return Loss), les coefficients de rĂ©partition S11 S22, le coefficient de rĂ©flexion, l’impĂ©dance R + jX ou l’admittance G + jB, et le VSWR (ROS : rapport d’ondes stationnaires).

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Fig. 62 : CaractĂ©ristiques d’un rĂ©seau radiofrĂ©quence.  Source : Agilent Technologies, Network Analyzer Basics, Joel Dunsmore, USA 2007.

L’architecture d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel a donc bien Ă©voluĂ© avec trois entrĂ©es de mesure (R, A et B) Ă  la place des deux seules entrĂ©es « rĂ©fĂ©rence Â» et « mesure Â» (« Test Â») du convertisseur HP 8711 de l’analyseur HP 8410.

Nous examinerons plus loin les analyseurs de réseaux vectoriels qui adoptent quatre récepteurs de mesure (HP 8510).

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Fig. 63 : Architecture d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel en schĂ©ma-bloc avec trois rĂ©cepteurs de mesure.  Source : Agilent Technologies, Network Analyzer Basics, Joel Dunsmore, USA 2007.

Sur le schĂ©ma-bloc ci-dessus, on peut distinguer les sous-ensembles suivants : la source du signal qui stimule le dispositif sous test, les dispositifs de sĂ©paration des signaux (Test Set) au moyen de trois coupleurs directionnels distincts, les trois rĂ©cepteurs de mesure, le calculateur mathĂ©matique Ă  microprocesseur et enfin l’affichage des rĂ©sultats dans le domaine de la frĂ©quence.
Si on examine d’un peu plus prĂšs l’architecture d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel avec un S-parameter Test Set intĂ©grĂ© Ă  l’appareil, on peut tracer un schĂ©ma-bloc lĂ©gĂšrement plus dĂ©taillĂ© oĂč apparaissent un peu plus clairement les rĂ©cepteurs de mesure, leur changement de frĂ©quence hĂ©tĂ©rodyne (ou superhĂ©tĂ©rodyne) et la conversion analogique/numĂ©rique intervenant directement aprĂšs la sortie moyenne frĂ©quence.  La dĂ©tection du signal s’effectue dans ce cas par des algorithmes numĂ©riques Ă  la place de dĂ©tecteurs hardware.  Ce procĂ©dĂ© est utilisĂ© dans les analyseurs relativement modernes.  Les radioamateurs auront immĂ©diatement fait le rapprochement avec l’évolution des rĂ©cepteurs modernes basĂ©s sur les techniques SDR (Software Defined Radio).  Voir l’article «  De Marconi au SDR Â» rĂ©digĂ© par ON5AM sur le site Internet ON5VL.

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Fig. 64 : Architecture d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel avec S-Parameter Test Set intĂ©grĂ©, avec une source de signal de stimulation et trois rĂ©cepteurs de mesure.  Dans cet exemple, la conversion analogique/numĂ©rique s’effectue directement Ă  la sortie moyenne frĂ©quence de chaque rĂ©cepteur de mesure.  Source : Introduction to Network Analyzer Measurements, Fundamentals and Background, National Instruments.

Sur le schĂ©ma-bloc ci-dessus, « REF Â» mesure le signal incident « R Â», « TEST 1 Â» mesure le signal rĂ©flĂ©chi « A Â» et « TEST 2 Â» mesure le signal transmis « B Â».  Un relais coaxial situĂ© en aval de la branche principale du coupleur directionnel placĂ© aprĂšs la source permet d’aiguiller le signal vers le Test Port 1 ou vers le Test Port 2 afin de mesurer les coefficients de rĂ©partition directs et inverses sans devoir retourner le dispositif sous test.

Toutefois, le relais coaxial est placĂ© sur le circuit des branches de mesure et il peut y avoir une certaine disparitĂ© entre les deux voies de sortie de ce relais.  Ces disparitĂ©s contribuent Ă  une incertitude sur les mesures.

Quand il y en a pour trois, il y en a aussi pour quatre, c’est-Ă -dire quatre rĂ©cepteurs de mesure :

La solution pour rĂ©sorber les disparitĂ©s des deux voies du relais coaxial de redirection du signal de stimulation vers l’un ou l’autre port de mesure est de placer celui-ci directement Ă  la sortie de la source.  Ensuite, un coupleur directionnel est placĂ© sur chaque voie de sortie du relais coaxial.  Dans cette configuration il y a deux rĂ©cepteurs distincts qui mesurent le signal incident respectivement sur chacune des deux voies du relais.  Nous obtenons ainsi deux rĂ©fĂ©rences distinctes : une pour chaque voie du relais (REF 1 et REF 2).  Au total, l’analyseur comptera quatre coupleurs directionnels et quatre rĂ©cepteurs de mesure ; voir figure ci-dessous.

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Fig. 65 : Architecture d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel avec S-Parameter Test Set intĂ©grĂ©, avec une source de signal de stimulation et quatre rĂ©cepteurs de mesure.  Source : Introduction to Network Analyzer Measurements, Fundamentals and Background, National Instruments.

Certains analyseurs haut de gamme sont constituĂ©s non seulement de quatre rĂ©cepteurs de mesure mais disposent aussi de deux sources distinctes, ce qui permet d’éliminer le relais coaxial.  Cela offre un certain nombre d’avantages dans les possibilitĂ©s de mesure mais cela augmente aussi le prix de l’appareil.

Un analyseur de rĂ©seau vectoriel compact Ă  prix OM : HP 8753 (de 300 kHz Ă  3 GHz)

Il est parfois plus commode d’utiliser un appareil de mesure « tout en un Â» Ă  la place d’une armoire volumineuse remplie de plusieurs racks.  Un appareil compact sera bien entendu d’un prix moindre que celui d’une installation qui doit comporter plusieurs appareils pour rĂ©aliser la fonction d’analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Un bon compromis d’appareil de mesure aux excellentes performances pour une utilisation OM peut ĂȘtre constituĂ© d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8753B, HP 8753C, HP 8753D ou HP 8753E selon le prix que l’OM peut consacrer Ă  ce type d’appareil de mesure.

Ces analyseurs ont une architecture Ă  trois rĂ©cepteurs de mesure et sont totalement pilotĂ©s par microprocesseur.  Le mĂȘme S-Parameter Test Set (HP 85046A ou HP 85047A) est compatible pour chaque modĂšle d’analyseur de cette sĂ©rie.  Le modĂšle le plus abouti (HP 8753E) existe en deux versions : soit avec le mĂȘme Test Set sĂ©parĂ© soit avec Test Set directement intĂ©grĂ© dans l’appareil de mesure.  Ces analyseurs ont Ă©tĂ© construits en de nombreux exemplaires et font partie des instruments de mesure les plus populaires chez les radioamateurs.  Vous pourrez les trouver en quantitĂ© sur les marchĂ©s de seconde main.

Ne vous faites aucun souci pour l’état du tube cathodique d’un appareil de seconde main car il existe des kits d’écrans LCD couleurs Ă  trĂšs haute dĂ©finition qui sont directement compatibles en substitution du moniteur Ă  tube cathodique monochrome ou couleur de ces appareils.  Voir l’article  Cure de jouvence pour appareils de mesure avec Ă©cran Ă  tube cathodique  que vous pouvez consulter en ligne sur le site Internet ON5VL.

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Fig. 66 : Analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8753C (options 002, 006 et 010) particuliĂšrement populaire chez les OM.  L’analyseur est accompagnĂ© d’un S-Parameter Test Set HP 85047A (6 GHz). Photo : ON4IJ.

Pourquoi y a-t-il quatre cĂąbles coax entre l’analyseur et le Test Set ?

En relisant les quelques pages prĂ©cĂ©dentes, vous ĂȘtes Ă  mĂȘme de donner la rĂ©ponse.  Pour vous y aider, voici quelques indices : l’analyseur dispose de trois rĂ©cepteurs de mesure ; la source du signal de stimulation est intĂ©grĂ©e Ă  l’appareil analyseur.  Voici donc la rĂ©ponse : le premier cĂąble coax est celui qui achemine le signal de la source (Sweeper) vers le Test Set (RF) ; le deuxiĂšme coax est celui qui achemine le signal incident (R), le troisiĂšme achemine le signal rĂ©flĂ©chi (A) et le quatriĂšme achemine le signal transmis (B).

Un analyseur de rĂ©seau d’entrĂ©e de gamme bien connu de nombreux OM : HP 3577

L’analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 3577A accompagnĂ© d’un S-Parameter Test Set HP 35677A ou d’un Reflection/Transmission Test Kit HP 35676A constitue pour un OM un investissement total de moins de 1000,00 Euros (en 2017) en cherchant bien sur le marchĂ© de seconde main.  C’est moins cher que le prix d’un transceiver.  Cet analyseur de rĂ©seau vectoriel a l’avantage d’avoir une Ă©tendue de bande passante qui dĂ©marre trĂšs bas en frĂ©quence (5 Hz avec le Resistive Divider du kit HP 35676A) mais qui peut aussi atteindre la bande VHF (200 MHz).  Cela peut se rĂ©vĂ©ler prĂ©cieux pour caractĂ©riser des filtres audio ou ondes courtes.  Vous apprĂ©cierez de pouvoir relever non seulement le diagramme d’amplitude et de phase de vos circuits Ă©lectroniques mais aussi le diagramme du dĂ©lai de groupe, etc.  Vous aurez aussi un appareil de rĂ©fĂ©rence pour les mesures d’impĂ©dances complexes.

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Fig. 67 : Analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 3577A, S-Parameter Test Set HP 35677A.  Un Ă©cran LCD couleur substitue le moniteur Ă  tube cathodique monochrome d’origine.  À l’avant-plan, un filtre passe-bande sous test.  Photo : ON4IJ.

Le calibrage d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel :

Un analyseur de rĂ©seau vectoriel est un appareil qui est conçu pour caractĂ©riser avec prĂ©cision le comportement linĂ©aire d’un dispositif sous test Ă  partir des mesures d’amplitude et de phase d’une onde incidente, d’une onde transmise et d’une onde rĂ©flĂ©chie.  C’est donc uniquement Ă  partir de ces deux grandeurs (amplitude et phase) qu’il en dĂ©coule une multitude de rĂ©sultats que l’on peut exploiter (voir figure 62).

Il est donc indispensable de se situer dans des conditions de mesure ou l’amplitude et la phase des ondes sont relevĂ©es avec prĂ©cision, c’est-Ă -dire en ayant pris soin de rĂ©sorber toutes les incertitudes liĂ©es Ă  ce type de mesure.

Lors de la production et la mise en service d’appareils analyseurs de rĂ©seaux vectoriels, le constructeur a concentrĂ© un maximum d’efforts pour mettre Ă  disposition de l’utilisateur une source et des rĂ©cepteurs dont la linĂ©aritĂ© est irrĂ©prochable.  Le calibrage en usine de ces Ă©lĂ©ments donne une prĂ©cision attendue qui peut en outre ĂȘtre vĂ©rifiĂ©e, suivie et tracĂ©e pĂ©riodiquement afin de certifier que les minimes erreurs rĂ©siduelles de linĂ©aritĂ© se situent dans des tolĂ©rances serrĂ©es qui sont publiĂ©es par le constructeur dans les caractĂ©ristiques de performance de l’appareil de mesure et qui sont inscrites dans un rapport de calibrage accompagnant cet appareil de mesure.  Il s’agit ici du « calibrage constructeur Â».

Tout va bien dans le meilleur des mondes au niveau de l’appareil de mesure lui-mĂȘme mais toute cette belle prĂ©cision offerte par le constructeur risque d’ĂȘtre massacrĂ©e par l’utilisateur si ce dernier omet de procĂ©der Ă  un calibrage de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel en fonction des conditions dans lesquelles cet utilisateur a l’intention de rĂ©aliser des mesures.

Pourquoi doit-on calibrer un analyseur de rĂ©seau vectoriel en fonction des conditions de mesure dans lesquelles l’utilisateur place le dispositif sous test ?

Pour pouvoir raccorder un dispositif sous test Ă  un analyseur de rĂ©seau vectoriel, l’utilisateur doit placer des lignes de transmission entre l’appareil de mesure et le dispositif qu’il veut caractĂ©riser.  Ces lignes de transmission sont dans la pratique des cĂąbles coaxiaux de haute qualitĂ© et dont la fabrication a Ă©tĂ© exĂ©cutĂ©e tout spĂ©cialement dans le but d’ĂȘtre raccordĂ©s Ă  un appareil de mesure de prĂ©cision.  Ces cĂąbles de mesure sont Ă©quipĂ©s de connecteurs et parfois d’adaptateurs de prĂ©cision qui sont eux aussi prĂ©vus pour effectuer des mesures (Metrology Grade).  DĂšs qu’il y a une longueur de ligne de transmission, aussi parfaite soit-elle, entre l’appareil de mesure et un dispositif sous test, principalement la phase mais aussi l’amplitude de l’onde est altĂ©rĂ©e.  Il en est de mĂȘme en ce qui concerne la valeur de l’impĂ©dance prĂ©sente Ă  une extrĂ©mitĂ© du cĂąble de mesure par rapport Ă  celle qui sera lue Ă  l’autre extrĂ©mitĂ© de ce cĂąble : l’impĂ©dance varie le long d’une ligne de transmission et la lecture de celle-ci s’effectue sur un cercle Ă  SWR constant de l’abaque de Smith.  Pour vous en convaincre, il suffit de lire l’article L’abaque de Smith : un outil mystĂ©rieux ? Un outil dĂ©mystifiĂ© !  qui est disponible sur le site Internet ON5VL.  Les altĂ©rations des mesures d’amplitude, de phase et d’impĂ©dance sont fonction de la frĂ©quence Ă  laquelle s’effectue la mesure.

Vous comprenez mieux Ă  prĂ©sent la raison d’ĂȘtre de toute la plomberie coaxiale d’un Transmission Test Set HP 8740A (voir figure 43) avec des lignes Ă©tirables et extensibles pour respecter la phase entre l’entrĂ©e « rĂ©fĂ©rence Â» et l’entrĂ©e « mesure Â» (« Test Â») au niveau du convertisseur HP 8411 de l’analyseur HP 8410.

En rĂ©sumĂ©, l’utilisateur se retrouve dans des conditions de mesure Ă  chaque fois diffĂ©rentes dĂšs qu’il a l’intention de caractĂ©riser l’un ou l’autre dispositif sous test dans l’une ou l’autre plage de frĂ©quences avec l’un ou l’autre cĂąble coaxial Ă©quipĂ© de l’un ou l’autre adaptateur, bref en fonction du montage (Setup) du dispositif sous test sur l’appareil de mesure.  Chaque cas est particulier et nĂ©cessite Ă  chaque fois un calibrage de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel en fonction des conditions de mesure.  Il s’agit ici du « calibrage utilisateur Â».

Le calibrage utilisateur est donc une Ă©tape importante Ă  effectuer pour non seulement tenir compte des variables amenĂ©es par le Setup pour raccorder le dispositif sous test mais aussi pour tenir compte des variables de l’appareil de mesure lui-mĂȘme en fonction de la tempĂ©rature et de la frĂ©quence.

En quoi le calibrage utilisateur consiste-t-il ?

Une seule rĂ©ponse : rĂ©sorber les erreurs systĂ©matiques de l’ensemble constituĂ© par l’appareil de mesure et par le Setup du raccordement du dispositif sous test dans des conditions de mesure bien dĂ©finies (plage de frĂ©quence, tempĂ©rature, etc.).

Quels sont les types d’erreurs qui affectent un systĂšme de mesure ?

Les erreurs de mesure peuvent ĂȘtre rĂ©pertoriĂ©es parmi les trois types suivants :

  • les erreurs systĂ©matiques ;
  • les erreurs alĂ©atoires ;
  • les erreurs de dĂ©rives.

Les erreurs systĂ©matiques sont prĂ©dictibles et reproductibles car elles affectent les mesures de la mĂȘme maniĂšre et de façon permanente (invariants du temps).  Ce sont donc des erreurs qui peuvent ĂȘtre corrigĂ©es au moyen d’une procĂ©dure appropriĂ©e.  Le calibrage utilisateur de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel consiste Ă  enregistrer ces erreurs systĂ©matiques liĂ©es aux conditions de mesure, cela sous la forme de facteurs de correction pour obtenir en final une mesure correcte : le microprocesseur de l’appareil de mesure effectuera toutes les opĂ©rations mathĂ©matiques nĂ©cessaires pour effectuer les corrections indispensables lors de la mesure.

Les erreurs alĂ©atoires proviennent du niveau de bruit de l’appareil de mesure et de l’aspect de rĂ©pĂ©tabilitĂ© des contacts des relais coaxiaux et des contacts des connecteurs situĂ©s sur le circuit de mesure.  Ces erreurs ne sont pas prĂ©dictibles car elles varient de façon alĂ©atoire au cours du temps.  Tout ce que nous pouvons au moins faire est d’utiliser des cĂąbles coaxiaux Ă©quipĂ©s de connecteurs de qualitĂ© dont on prendra le plus grand soin pour que ceux-ci restent d’une propretĂ© exemplaire et que toutes les manipulations de ces connecteurs soient rĂ©alisĂ©es dans les rĂšgles de l’art afin d’éviter de crĂ©er des griffures, coups, matages, dĂ©formations ou altĂ©ration des surfaces de contact.  Ces prĂ©cautions conservatoires auront pour effet de limiter les disparitĂ©s des mesures dans des proportions acceptables.

Les erreurs de dĂ©rives sont dues aux changements des performances du systĂšme de mesure aprĂšs le moment oĂč un calibrage utilisateur a Ă©tĂ© effectuĂ©.  Ces changements sont principalement dus aux variations de tempĂ©rature du systĂšme de mesure.  Les erreurs de dĂ©rives peuvent ĂȘtre rĂ©sorbĂ©es en procĂ©dant tout simplement Ă  un nouveau calibrage juste avant d’effectuer les mesures.  La pĂ©riode de temps oĂč le calibrage reste prĂ©cis est fonction du taux de dĂ©rive qui lui-mĂȘme est fonction de l’environnement dans lequel l’utilisateur installe le systĂšme de mesure, en particulier en fonction de la stabilitĂ© de la tempĂ©rature ambiante du local oĂč se situe le systĂšme de mesure.

Afin de minimiser les dĂ©rives, il y a lieu de placer longtemps Ă  l’avance l’appareil de mesure dans le local oĂč il va ĂȘtre utilisĂ© et de le mettre sous tension au moins une demi-heure Ă  l’avance.  Pour les appareils massifs et volumineux, il est recommandĂ© de mettre l’appareil sous tension au moins deux heures Ă  l’avance avant de procĂ©der Ă  un calibrage utilisateur.  Comme rĂšgle de bonne conduite on adoptera un local dont la tempĂ©rature est tempĂ©rĂ©e et la plus stable possible.  On Ă©vitera les courants d’air en veillant Ă  bien fermer portes et fenĂȘtres et on Ă©vitera tout brassage d’air en provenance d’un chauffage ou d’un climatiseur Ă  air pulsĂ©.  Enfin on Ă©vitera Ă  ce que le systĂšme de mesure soit directement exposĂ© aux rayons du soleil.  Tout ceci n’est pas surfait !  Pour vous convaincre, certains appareils de mesure qui sont Ă©quipĂ©s de ventilateurs pour refroidir leurs Ă©lectroniques, ces ventilateurs sont parfois pilotĂ©s par un dispositif de rĂ©gulation en vitesse de rotation afin d’assurer un dĂ©bit constant d’air de refroidissement.  C’est Ă  cette condition que l’on peut garantir une bonne stabilitĂ© d’échange thermique jusqu’à atteindre l’équilibre entre les composants Ă©lectroniques et le milieu ambiant.  Dernier conseil : si vous voulez rĂ©aliser des mesures prĂ©cises et exemptes de tout reproche, veillez Ă  effectuer un dernier calibrage dans les rĂšgles de l’art juste avant d’effectuer les relevĂ©s dĂ©finitifs des mesures que vous voulez enregistrer et archiver.

Quelles sont les erreurs systĂ©matiques d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel ?

Les erreurs systĂ©matiques proviennent de diffĂ©rents types d’imperfections des sous-ensembles Ă©lectroniques critiques qui constituent un analyseur de rĂ©seau vectoriel :

  1. « fuite Â» de directivitĂ© des coupleurs directionnels (Leakage) ;
  2. rĂ©flexion du signal par dĂ©sadaptation de la source (Source Mismatch) ;
  3. rĂ©flexion du signal par dĂ©sadaptation de la charge (Load Mismatch) ;
  4. cohĂ©rence de rĂ©ponse en frĂ©quence des rĂ©cepteurs pour la mesure de rĂ©flexion A/R (Reflection Tracking) ;
  5. cohĂ©rence de rĂ©ponse en frĂ©quence des rĂ©cepteurs pour la mesure de transmission B/R (Transmission Tracking) ;
  6. diaphonie (Crosstalk) entre les ports de mesure (isolation).

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Fig. 68 : Erreurs systĂ©matiques d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Source : Agilent Technologies, Network Analyzer Basics, Joel Dunsmore, USA 2007.

Ces 6 imperfections existent aussi bien sur les mesures effectuĂ©es dans le sens direct (S21, S11) que sur celles effectuĂ©es dans le sens inverse (S12, S22) avec des donnĂ©es diffĂ©rentes.  Il y a donc 12 facteurs de correction qui devront ĂȘtre relevĂ©s et enregistrĂ©s dans l’appareil de mesure lors d’un calibrage utilisateur afin d’obtenir des mesures avec un maximum de prĂ©cision et donc avec un minimum d’erreurs.  Ce type de calibrage est communĂ©ment appelĂ© en anglais « Twelve-Term Error Correction Â» ou « Full Two-Port correction Â».  Nous examinerons plus loin comment exĂ©cuter en pratique ce calibrage utilisateur sur un analyseur de rĂ©seau vectoriel.

Erreurs dues aux imperfections de directivitĂ© des coupleurs directionnels :

La qualitĂ© essentielle d’un coupleur directionnel est sa directivitĂ© car celle-ci exprime l’aptitude du coupleur Ă  bien sĂ©parer les ondes directes des ondes rĂ©flĂ©chies.  Sur le « port couplĂ© Â» (onde directe, Forward), la branche auxiliaire du coupleur prĂ©lĂšvera une partie de l’onde directe dĂ©sirĂ©e (selon son degrĂ© de couplage) Ă  partir de l’onde incidente injectĂ©e Ă  l’entrĂ©e de la branche principale du coupleur.  HĂ©las, sur ce port couplĂ© vient se superposer un signal non dĂ©sirĂ© qui provient de l’onde rĂ©flĂ©chie se prĂ©sentant Ă  la sortie du coupleur.  Il en est de mĂȘme en ce qui concerne le « port isolĂ© Â» (onde rĂ©flĂ©chie, Reverse) : un signal non dĂ©sirĂ© qui provient de l’onde directe vient se superposer au signal de l’onde rĂ©flĂ©chie.

Tout se passe comme s’il y avait une « fuite Â» (Leakage) d’onde rĂ©flĂ©chie sur la mesure de l’onde directe et comme s’il y avait une « fuite Â» d’onde directe sur la mesure de l’onde rĂ©flĂ©chie.

On peut reprĂ©senter l’amplitude et la phase d’une onde sous la forme d’un vecteur situĂ© dans un plan complexe.  On peut ainsi tracer un vecteur Er d’une onde rĂ©flĂ©chie qui est rĂ©coltĂ©e par le port isolĂ© (Reverse) d’un coupleur directionnel et un vecteur Edir d’une « onde de fuite Â», c’est-Ă -dire d’une onde directe non dĂ©sirĂ©e qui est rĂ©coltĂ©e par ce mĂȘme port isolĂ© du coupleur directionnel (voir figure ci-dessous).

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Fig. 69 : ReprĂ©sentation vectorielle de l’interaction entre une onde rĂ©flĂ©chie (Er) et une « onde de fuite Â» (Edir) due Ă  l’imperfection de directivitĂ© d’un coupleur directionnel.  La rĂ©sultante mesurĂ©e (Em) est principalement fonction de la phase de l’onde de fuite : l’extrĂ©mitĂ© du vecteur Edir se situe sur un lieu gĂ©omĂ©trique dĂ©crit par une circonfĂ©rence qui est centrĂ©e sur l’extrĂ©mitĂ© du vecteur Er.  Graphisme ON4IJ.

La phase de l’onde de fuite Edir est fonction de la frĂ©quence Ă  laquelle s’effectue la mesure.  Comme le vobulateur (Sweeper) balaye en permanence une plage de frĂ©quences, la diffĂ©rence de phase entre les vecteurs Er et Edir varie constamment entre deux positions extrĂȘmes (entre 0° et 180°) oĂč les ondes sont soit constructives soit destructives.  La rĂ©sultante Em va ainsi se situer entre deux valeurs extrĂȘmes mais il subsiste une incertitude sur les valeurs de magnitude et de phase de la rĂ©sultante quelle que soit la frĂ©quence : on ne peut pas dĂ©terminer si on se situe au minimum, au maximum, ou quelque part entre les deux.

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Fig. 70 : Incertitude de mesure due Ă  l’imperfection de directivitĂ© d’un coupleur directionnel et donc due Ă  l’interaction entre une onde rĂ©flĂ©chie et une « onde de fuite Â».  Ici l’existence d’une onde rĂ©flĂ©chie est illustrĂ©e par la prĂ©sence d’un court-circuit placĂ© Ă  l’extrĂ©mitĂ© de la branche principale du coupleur directionnel.  Source : Anritsu, Application Note 11410-00444 Rev. A, « Understanding Directivity Â», Vector Analyzer Measurements, USA 2008.

Pour bien comprendre que l’incertitude de mesure est intimement liĂ©e au Setup du raccordement du dispositif sous test, voici un cas de figure oĂč l’on peut constater que l’imperfection de directivitĂ© est fonction de l’attĂ©nuation du cĂąble de raccordement placĂ© entre l’analyseur et le dispositif sous test.

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Fig. 71 : Cas de figure oĂč l’onde rĂ©flĂ©chie est amoindrie Ă  cause de l’attĂ©nuation du cĂąble de mesure, ce qui a pour consĂ©quence de diminuer les performances de directivitĂ© de l’ensemble du systĂšme de mesure.  Source : Anritsu, Application Note 11410-00444 Rev. A, « Understanding Directivity Â», Vector Analyzer Measurements, USA 2008.

Dans quelles proportions les performances de directivitĂ© d’un coupleur directionnel affecte-t-elle l’incertitude de mesure ?

L’abaque ci-dessous illustre bien l’importance de la directivitĂ© d’un coupleur directionnel.  Cet abaque est lĂ©gĂšrement asymĂ©trique entre le niveau maximum et minimum de l’incertitude de mesure.

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Fig. 72 : Erreur de mesure due Ă  l’imperfection de directivitĂ© d’un coupleur directionnel.  Illustration d’une mesure d’une perte de retour (Return Loss) de 20 dB avec un coupleur directionnel d’une directivitĂ© de 40 dB : le cas le plus dĂ©favorable donne une incertitude de mesure de -0,9 dB. Source : Anritsu, Application Note 11410-00444 Rev. A, « Understanding Directivity Â», Vector Analyzer Measurements, USA 2008.

Sur l’abaque de la figure ci-dessus, on peut observer que les mesures des pertes de retour de valeurs Ă©levĂ©es (c’est-Ă -dire les mesures des faibles valeurs de rapports d’ondes stationnaires) exigent l’utilisation d’un coupleur directionnel dont la directivitĂ© est trĂšs Ă©levĂ©e afin de minimiser l’incertitude de mesure.  On constate aussi que plus on se rapproche des mesures de pertes de retour de valeurs Ă©levĂ©es et plus l’incertitude de mesure a tendance Ă  augmenter.  Ce qu’il y a lieu de retenir en pratique, c’est qu’un coupleur directionnel doit avoir une directivitĂ© de l’ordre de 20 dB supĂ©rieure Ă  celle de la valeur de la perte de retour que l’on veut mesurer ; dans ces conditions l’incertitude de mesure est de l’ordre de ±1 dB.

En pratique, les coupleurs directionnels Ă  large bande qui sont des plus performants (QSJ +++) ont une directivitĂ© de l’ordre de 42 dB.  Ainsi, les mesures de pertes de retours de 22 dB sont effectuĂ©es avec une incertitude acceptable de ±1 dB.  Pour mieux vous reprĂ©senter ces ordres de grandeur, nous allons les traduire en rapport d’ondes stationnaires (ROS).  Une perte de retour de 22 dB correspond Ă  un ROS de 1,173 : 1.  Avec une incertitude de mesure de ±1 dB, on doit s’attendre Ă  ce que la perte de retour soit situĂ©e entre 21 dB et 23 dB, c’est-Ă -dire que la mesure du ROS se situe entre 1,196 : 1 et 1,152 : 1.  Ce n’est pas si mal que cela !

Prenons Ă  prĂ©sent un coupleur directionnel d’un wattmĂštre/ROS-mĂštre dont la directivitĂ© usuelle est de l’ordre de 25 dB et avec lequel on souhaite mesurer la perte de retour d’une antenne dont la valeur thĂ©orique est de 15 dB.  Selon l’abaque de la figure 72, on doit s’attendre Ă  une incertitude de mesure situĂ©e entre +2,5 dB et -3 dB.  La perte de retour mesurĂ©e, selon l’incertitude de mesure, se situera entre 17,5 dB et 12 dB, ce qui correspond Ă  un ROS situĂ© entre 1,308 : 1 et 1,671 : 1.  Que penser de la mesure d’une autre antenne dont la perte de retour thĂ©orique de 20 dB soit Ă©valuĂ©e avec ce mĂȘme coupleur directionnel d’une directivitĂ© de 25 dB ?  En extrapolant l’abaque de la figure 72, l’incertitude de mesure nous mĂšne entre deux valeurs : 20 + 4 = 24 dB et 20 – 7 = 13 dB, ce qui correspond Ă  un ROS situĂ© entre 1,135 : 1 et 1,577 : 1.  Je vous laisse cela Ă  votre rĂ©flexion lors de vos prochaines mesures du ROS de vos antennes !  N’oubliez pas de tenir compte de l’attĂ©nuation du feeder de votre antenne et rappelez-vous comment celle-ci affecte les performances de directivitĂ© de votre systĂšme de mesure en allant revoir la figure 71.  À ce sujet, vous ĂȘtes aussi invitĂ©s Ă  lire la prĂ©sentation Power Point n° 6 sur l’abaque de Smith sur le site Internet ON5VL.

Erreurs dues Ă  la rĂ©flexion du signal par dĂ©sadaptation de la source et/ou de la charge :

L’adaptation des ports de mesure d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel a des rĂ©percussions significatives sur la prĂ©cision des mesures.  D’une façon idĂ©ale, les ports de mesure doivent prĂ©senter une impĂ©dance de source et une impĂ©dance de charge de 50 Ohms.  Toutefois, on s’aperçoit dans la pratique que l’impĂ©dance prĂ©cise des ports de mesure dĂ©pend de la qualitĂ© de conception et de rĂ©alisation du hardware de l’appareil de mesure.  MĂȘme le meilleur analyseur du monde accuse des pertes de retour Ă  ses ports de mesure ; celles-ci sont de l’ordre de grandeur de 20 dB, ce qui correspond Ă  un SWR de 1,222 : 1.  Lors des mesures de rĂ©flexion, le signal d’erreur dĂ» Ă  la dĂ©sadaptation de la source provient de la re-rĂ©flexion par la source du signal rĂ©flĂ©chi par l’entrĂ©e du dispositif sous test.  Ce signal re-rĂ©flĂ©chi est renvoyĂ© vers le dispositif sous test qui le rĂ©flĂ©chit Ă  nouveau.  Ces ondes parcourant dans les deux sens le trajet entre la source et le dispositif sous test peuvent ĂȘtre partiellement constructives ou destructives, ce qui provoque une incertitude de mesure.  Lors des mesures de transmission, on assiste au mĂȘme phĂ©nomĂšne de re-rĂ©flexion des ondes entre la source et le dispositif sous test, ce qui constitue aussi une incertitude de mesure.  Un raisonnement similaire est Ă©tabli en ce qui concerne les re-rĂ©flexions d’ondes entre le dispositif sous test et la charge constituĂ©e par le deuxiĂšme port de mesure.  Les incertitudes de mesure dues Ă  la dĂ©sadaptation de la source et de la charge seront plus importantes lorsque les ports du dispositif sous test accusent une dĂ©sadaptation importante au niveau des plans de mesure.

En rĂ©sumĂ©, l’effet dĂ» Ă  l’écart d’impĂ©dance des ports de mesure de l’analyseur par rapport Ă  une impĂ©dance idĂ©ale de 50 Ohms ne peut pas ĂȘtre nĂ©gligĂ© lorsqu’on a l’intention de rĂ©aliser des mesures prĂ©cises au moyen d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Il y aura donc lieu d’effectuer une correction d’adaptation d’impĂ©dance des deux ports de mesure lors du calibrage utilisateur de l’analyseur.

Erreurs dues aux imperfections de cohĂ©rence de rĂ©ponse en frĂ©quence des rĂ©cepteurs pour la mesure de rĂ©flexion et la mesure de transmission :

Comme nous l’avons constatĂ© lors de la description de l’architecture d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel, une mesure vectorielle d’une amplitude et d’une phase nĂ©cessite plusieurs rĂ©cepteurs de mesure (en gĂ©nĂ©ral trois rĂ©cepteurs, parfois quatre rĂ©cepteurs).  On peut comprendre que deux rĂ©cepteurs distincts mais de construction identique puissent avoir une certaine disparitĂ© sur leur courbe de rĂ©ponse en fonction de la frĂ©quence.  Cette disparitĂ© est certes minime mais elle n’est pas nĂ©gligeable.  Du fait qu’une mesure du coefficient de rĂ©flexion s’effectue Ă  partir du rapport A/R entre le signal dĂ©tectĂ© par le rĂ©cepteur « A Â» et celui dĂ©tectĂ© par le rĂ©cepteur « R Â», toute disparitĂ© entre les deux rĂ©cepteurs vient donc altĂ©rer le rĂ©sultat qui est calculĂ© sur le rapport des signaux dĂ©tectĂ©s par ces deux rĂ©cepteurs « A Â» et « R Â».  Il en est de mĂȘme en ce qui concerne une mesure du coefficient de transmission qui est calculĂ© sur le rapport des signaux dĂ©tectĂ©s par les deux rĂ©cepteurs « B Â» et « R Â».

La disparitĂ© entre deux rĂ©cepteurs n’est pas le seul facteur qui influence la prĂ©cision de mesure.  En effet, les signaux qui sont reçu par ces rĂ©cepteurs proviennent des branches auxiliaires de coupleurs directionnels distincts mais de construction identique.  Or le degrĂ© de couplage d’un coupleur directionnel subit des variations en fonction de la frĂ©quence.  Il existe donc aussi des disparitĂ©s sur les courbes de rĂ©ponse du degrĂ© de couplage entre deux coupleurs distincts mais de construction identique.

Lors du calibrage utilisateur, il y aura lieu de rĂ©sorber les disparitĂ©s de rĂ©ponse en frĂ©quence des rĂ©cepteurs de mesure associĂ©s Ă  leurs coupleurs directionnels respectifs.  Dans le contexte d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel, ce type de correction sera appelĂ© « Reflection Tracking Â» et Transmission Tracking ».

Erreurs dues Ă  la prĂ©sence de diaphonie entre les ports de mesure :

Les diffĂ©rents sous-ensembles Ă©lectroniques d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel sont logĂ©s dans des blindages Ă  l’intĂ©rieur de l’appareil.  Ainsi, chaque rĂ©cepteur de mesure est muni de son propre blindage afin d’ĂȘtre immunisĂ© de tous les rayonnements Ă©lectromagnĂ©tiques qui pourraient influencer ses circuits sensibles.  Le constructeur a donc pris toutes les prĂ©cautions nĂ©cessaires pour obtenir une bonne isolation entre les ports de mesure.  Toutefois en pratique une petite partie du signal prĂ©sent sur un port de mesure peut ĂȘtre dĂ©tectĂ© par un rĂ©cepteur raccordĂ© sur l’autre port de mesure de l’analyseur.  Il s’agit donc d’un phĂ©nomĂšne de diaphonie (Crosstalk) entre les ports de mesure qui contribue Ă  une incertitude de mesure.  La diaphonie intervient aussi dans le Test Set oĂč il peut subsister quelques imperfections de blindage entre les coupleurs directionnels et dans tout le cĂąblage coaxial.

Dans la plupart des cas, les incertitudes dues Ă  la diaphonie ne sont pas gĂȘnantes, en revanche elles sont particuliĂšrement critiques lors des mesures de transmission sur des dispositifs sous test qui accusent une forte attĂ©nuation, comme par exemple lorsqu’il s’agit de caractĂ©riser des filtres Ă©liminateurs de bande ou des duplexeurs.  Les mesures de transmission sur de tels dispositifs exigent une grande plage dynamique de mesure.  Dans ce cas de figure, il devient nĂ©cessaire d’amĂ©liorer la prĂ©cision des mesures par un calibrage de l’isolation entre les ports de mesure.  AprĂšs calibrage, la prĂ©cision des mesures dans toute la plage dynamique n’est plus limitĂ©e que par le niveau du plancher de bruit de l’appareil de mesure.  Lors du calibrage de l’isolation entre les deux ports de mesure, quelques prĂ©cautions devront ĂȘtre prises pour ne pas rajouter de l’imprĂ©cision Ă  cause du niveau de bruit et de son aspect alĂ©atoire (voir plus loin dans la description du calcul et de l’affichage sur une moyenne glissante : technique d’Averaging).

En quoi consiste le calibrage utilisateur d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel ?

Le calibrage utilisateur consiste Ă  effectuer un relevĂ© de toutes les erreurs systĂ©matiques d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel dans les conditions de mesure oĂč l’utilisateur va placer le dispositif sous test : Setup de raccordement, plage de frĂ©quences de mesure, tempĂ©rature de l’appareil de mesure, etc.

Les erreurs systĂ©matiques qui auront Ă©tĂ© relevĂ©es par une procĂ©dure bien dĂ©finie vont ensuite ĂȘtre enregistrĂ©es dans une mĂ©moire de l’analyseur sous la forme de facteurs de correction.  Ces corrections vont donc ĂȘtre appliquĂ©es lors des mesures rĂ©elles du dispositif sous test.  Tout se passe comme s’il n’existait plus de cĂąbles coaxiaux entre les ports de mesure et le dispositif sous test et comme si l’analyseur de rĂ©seau vectoriel Ă©tait devenu idĂ©al.

Quelles sont les procĂ©dures de calibrage utilisateur d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel ?

Il y a plusieurs mĂ©thodes, et donc plusieurs types de calibrage utilisateur d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel.

  • Calibrage scalaire de la rĂ©ponse en frĂ©quence uniquement (normalisation) : Frequency Response Calibration; « Through, (Thru) Â» ;
  • Calibrage vectoriel d’un seul port de mesure : One-Port Calibration; « SOL Â» Short-Open-Load ;
  • Calibrage vectoriel des deux ports de mesure (lignes coaxiales) : Full Two-Port Calibration; « SOLT Â» Short-Open-Load-Thru ;
  • Calibrage vectoriel des deux ports de mesure (lignes non coaxiales) : Two-Port Calibration; « TRL Â» Thru-Reflect-Line ;
  • Calibrages dĂ©rivĂ©s du TRL : « TRM Â» Thru-Reflect-Match; « LRL Â» Line-Reflect-Line ; « LRM Â» Line-Reflect-Match.

Ces diffĂ©rentes procĂ©dures de calibrage nĂ©cessitent l’utilisation de plusieurs calibres Ă©talons.  Vous devez impĂ©rativement disposer de ces calibres sinon vous ne pourrez pas procĂ©der au calibrage utilisateur de votre analyseur de rĂ©seau vectoriel !

En quoi consistent les calibres qui sont utilisĂ©s pour un calibrage utilisateur d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel ?

Ces calibres constituent des Ă©talons secondaires qui sont eux-mĂȘmes caractĂ©risĂ©s par rapport Ă  des Ă©talons primaires dans des laboratoires spĂ©cialisĂ©s et accrĂ©ditĂ©s sous les appellations gĂ©nĂ©riques « Bureau des poids et mesures Â», « Laboratoire d’essais et de mĂ©trologie Â», « National Institute of Standards and Technology Â» (NIST), etc. 

Ces calibres sont rassemblĂ©s sous forme de kits (Calibration Kit) et selon les diffĂ©rents types de connecteurs qui Ă©quipent les calibres (Type N, SMA, APC7, APC3.5, APC2.4, etc.).  Chaque exemplaire des diffĂ©rents types de calibre doivent ĂȘtre Ă©quipĂ©s aussi bien de connecteurs mĂąles que de connecteurs femelles, exception faite pour les connecteurs APC7 (Sexless connector).  Le kit de calibrage peut parfois contenir certains adaptateurs spĂ©cifiques.

Enfin, un rapport de mesure doit accompagner vos calibres afin que vous puissiez enregistrer leurs caractĂ©ristiques dans une mĂ©moire permanente et rĂ©inscriptible de votre appareil de mesure.  Ceci est trĂšs important car la prĂ©cision des mesures repose totalement sur celle des calibres.  Lors du calibrage utilisateur, les facteurs de corrections qui en dĂ©coulent incluent ceux qui Ă©manent des caractĂ©ristiques des calibres.  Il ne faudrait donc pas rĂ©aliser un calibrage utilisateur sur base de caractĂ©ristiques autres que celles des calibres que vous allez utiliser !  C’est ici que les numĂ©ros de sĂ©rie des calibres ont toute leur importance.

De quoi un kit de calibrage est-il composĂ© ?

Les kits de calibrage qui sont utilisĂ©s sur des lignes de transmission coaxiales sont gĂ©nĂ©ralement composĂ©s des calibres suivants :

  • Étalon de court-circuit avec connecteur mĂąle ;
  • Étalon de court-circuit avec connecteur femelle ;
  • Étalon de circuit ouvert avec connecteur mĂąle ;
  • Étalon de circuit ouvert avec connecteur femelle ;
  • Charge fictive Ă©talon Ă  large bande avec connecteur mĂąle ;
  • Charge fictive Ă©talon Ă  large bande avec connecteur femelle ;
  • Adaptateur en « I Â» femelle-femelle ;
  • Adaptateur en « I Â» mĂąle-male ;
  • Adaptateur en « I Â» mĂąle-femelle ;
  • Jeu de paires d’adaptateurs en « I Â», par exemple 2 x APC7-Type N mĂąles et 2 x APC7‑Type N femelles.

Certains kits de calibrage peuvent parfois contenir d’autres accessoires spĂ©cifiques en option : segments de ligne coaxiale Ă  air, attĂ©nuateurs Ă©talons, charge Ă©talon coulissante (Sliding Load), jauge de mesure de profondeur avec comparateur pour la mesure de positionnement des contacts des connecteurs, etc.

Vous pourrez complĂ©ter votre kit de calibrage par divers « Adapter kit Â» qui contiennent les quatre adaptateurs en « I Â» de tous les genres (mĂąle-mĂąle, femelle-femelle, mĂąle-femelle, femelle-mĂąle) entre deux types de connecteurs (Type N-SMA, Type N-APC7, APC7-APC3.5, etc.).  La caractĂ©ristique essentielle de ces kits est que tous les adaptateurs ont la mĂȘme longueur d’onde Ă©lectrique.  Nous en comprendrons l’importance lors des mesures sur des dispositifs sous test qui sont « non insĂ©rables Â».

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Fig. 73 : « Adapter Kit Â» Type N-APC3.5 HP 11878A regroupant les quatre associations de genre des connecteurs (f-f, f-m, m-f et m-m).  Photo : ON4IJ.

Attention !  Kit de calibrage = QSJ +++  Mais n’oubliez pas que votre kit de calibrage a autant de valeur dans son utilisation (et mĂȘme parfois plus) que votre analyseur de rĂ©seau vectoriel lui-mĂȘme.  Sans kit de calibrage, vous ne pourrez effectuer aucune mesure valable avec votre appareil !  Autrement dit, le meilleur analyseur du monde ne vaut rien sans kit de calibrage qui l’accompagne.  Autant savoir.

Quelques conseils : gardez votre kit de calibrage en lieu sĂ»r, (ne le prĂȘtez pas Ă  un tiers sans recommandation ou sans formation, ceci reste Ă  votre discrĂ©tion), abstenez-vous d’utiliser les adaptateurs de votre kit pour un usage courant autre que celui qui destinĂ© exclusivement Ă  raccorder un dispositif sous test sur l’analyseur, manipulez dĂ©licatement les calibres, effectuez les raccordements dans les rĂšgles de l’art entre autres en tournant la bague des connecteurs sans faire tourner le corps du connecteur, respecter le couple de serrage des connecteurs, maintenez vos calibres dans un Ă©tat de propretĂ© exemplaire, inspectez l’état de propretĂ© des connecteurs de votre dispositif sous test et au besoin procĂ©dez Ă  un nettoyage de ceux-ci Ă  l’isopropanol avant de raccorder vos cĂąbles de mesure (des connecteurs polluĂ©s peuvent contaminer vos calibres), rangez vos calibres avec leurs capots de protection anti-poussiĂšre et disposez-les dans leurs logements assignĂ©s de votre kit et enfin, faut-il vraiment vous le dire, ne laissez jamais tomber par mĂ©garde un calibre sur le sol et restez attentif que les calibres que vous utilisez ne viennent Ă  rouler sur votre plan de travail et tomber par la suite accidentellement sur le sol.  Croyez-moi bien, tout ceci n’est pas surfait !

Quelques exemples de kits de calibrage pour analyseurs de rĂ©seaux vectoriels :

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Fig. 74 : Kit de calibrage Type N HP 85032B agrĂ©mentĂ© de connecteurs « I Â» de traversĂ©e Type N f-f HP 1250-1472, Type N m-m HP 1250-1475 et Type N m-f HP 85032-60020.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 75 : Kit de calibrage APC3.5 HP 85033D.  Source : Terapeak.

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Fig. 76 : Kit de calibrage R11644A pour guides d’ondes WR28 (de 26,5 GHz Ă  40 GHz).  Photo : ON4IJ.

Les procĂ©dures de calibrage dans la pratique :

Remarque importante : allez lire attentivement le manuel utilisateur de votre appareil pour bien connaĂźtre ses spĂ©cificitĂ©s afin d’effectuer correctement la marche Ă  suivre pour rĂ©aliser un calibrage.

Certaines procĂ©dures dĂ©crites ci-dessous seront parfois relatives Ă  l’utilisation d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8753C.  Toutefois, ces procĂ©dures sont relativement similaires pour bien d’autres modĂšles d’analyseurs.  Ce qu’il y a lieu de retenir dans ce qui sera dĂ©crit ci-dessous, ce sont bien entendu les principes.

N’oubliez pas qu’un calibrage n’est valable que dans le contexte des conditions de mesures bien dĂ©finies.  Si vous changez un seul paramĂštre de ces conditions, le calibrage n’est plus valable.  Vous devez donc bien choisir la plage de frĂ©quence, la vitesse de balayage de l’analyseur, etc. avant d’effectuer le calibrage.

Sur votre analyseur de rĂ©seau vectoriel, vous devez commencer par activer la fonction du calibrage, gĂ©nĂ©ralement en appuyant sur une touche « CAL Â».  Vous devez ensuite choisir le kit de calibrage que vous allez utiliser en fonction du type de connecteur qui Ă©quipe les calibres.  Une touche de fonction permet de sĂ©lectionner par exemple un kit Type N, APC7, APC3.5, ou un kit « utilisateur Â» composĂ© de vos propres calibres.

Ensuite une touche de fonction vous permet de naviguer dans le menu de calibrage afin de choisir le type de calibrage que vous voulez effectuer en fonction des exigences requises par le dispositif sous test (un seul port ou deux ports) et en fonction des critÚres de précision des mesures que vous voulez obtenir.

Voici une description des diffĂ©rents types de calibrage que l’on peut rencontrer sur des analyseurs de rĂ©seaux vectoriels de plusieurs modĂšles diffĂ©rents.  Chaque procĂ©dure permet d’établir soit un seul facteur de correction pour la procĂ©dure la plus simple soit d’établir les 12 facteurs de correction des erreurs systĂ©matiques d’un analyseur.

Frequency Response Calibration ; « Thru Â» (normalisation) :

Ce type de calibrage rĂ©sorbe uniquement les erreurs dues aux disparitĂ©s de rĂ©ponse en frĂ©quence des rĂ©cepteurs de mesure.  Il s’agit ici d’un simple calibrage scalaire pour les mesures de transmission et de rĂ©flexion comme on pourrait les rĂ©aliser avec un analyseur scalaire ou avec un analyseur de spectre accompagnĂ© d’un gĂ©nĂ©rateur suiveur (Tracking Generator) pour les mesures de transmission et avec un coupleur directionnel pour les mesures de rĂ©flexion.  Ce type de correction en frĂ©quence est satisfaisant pour des dispositifs sous test dont les ports sont bien adaptĂ©s Ă  l’impĂ©dance des lignes de transmission et qui prĂ©sentent une faible perte d’insertion.  Ce calibrage est acceptable lorsqu’il n’y a pas d’exigence particuliĂšre de prĂ©cision dans les mesures Ă  effectuer.

Les deux figures ci-dessous illustrent un filtre passe-bande sous test qui est raccordĂ© Ă  un analyseur de rĂ©seau vectoriel avec S-Parameter Test Set par deux cĂąbles de mesure APC7-APC7.  Le premier cĂąble est Ă©quipĂ© Ă  son extrĂ©mitĂ© d’un adaptateur APC7-Type N femelle ; le deuxiĂšme cĂąble est Ă©quipĂ© d’un adaptateur APC7-Type N mĂąle.  Le dispositif sous test est donc « insĂ©rable Â» puisqu’il dispose de connecteurs de genres opposĂ©s : un connecteur mĂąle et un connecteur femelle.

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Fig. 77 : Dispositif sous test (filtre passe bande) Ă©quipĂ© de connecteurs Type N de genres opposĂ©s (mĂąle et femelle) constituant ainsi un dispositif insĂ©rable.  Photo : ON4IJ.

ProcĂ©dure de calibrage : pour procĂ©der au calibrage de rĂ©ponse en frĂ©quence on appuie sur la touche de fonction « Response Â».  Une invite Ă  l’écran nous demande d’insĂ©rer un calibre (Connect Standard) et ensuite d’appuyer sur la touche de fonction en regard du type de calibre choisi (Then Press Key to Measure).  Comme nous allons procĂ©der Ă  une mesure de transmission, nous choisissons le calibre de traversĂ©e « Thru Â».  DĂšs que l’on appuie sur la touche de fonction « Thru Â», l’analyseur procĂšde aux mesures des erreurs.  Ensuite nous confirmons que les mesures de toutes les erreurs sont effectuĂ©es et on appuie sur la touche de fonction « Done Response Â».  ApparaĂźt alors un bref instant Ă  l’écran que l’analyseur est occupĂ© Ă  calculer les facteurs de correction (Computing Cal Coefficients).  L’analyseur est Ă  prĂ©sent calibrĂ© et on peut effectuer les mesures.

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Fig. 78 : Le calibrage « Response Â» ne nĂ©cessite qu’un seul calibre, c’est-Ă -dire une connexion de traversĂ©e (Through, en abrĂ©gĂ© « Thru Â») qui permet de raccorder les deux cĂąbles de mesure directement l’un Ă  l’autre.  Le calibre « Thru Â» est ici rĂ©duit Ă  sa plus simple expression, c’est-Ă -dire par l’accouplement des deux parties Type N femelle et Type N mĂąle des extrĂ©mitĂ©s des cĂąbles de mesure.  Photo : ON4IJ.
Plaçons Ă  prĂ©sent le dispositif sous test sur l’appareil de mesure.

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Fig. 79 : Analyseur de rĂ©seau vectoriel  HP 8753C avec S-Parameter Test Set HP 85047A.  L’instrument de mesure vient d’ĂȘtre calibrĂ© et on peut dĂšs lors caractĂ©riser le dispositif sous test, ici un filtre passe-bande HP 8431A.  Photo : ON4IJ.

Un ordinateur portable est raccordĂ© Ă  l’analyseur par l’intermĂ©diaire d’un adaptateur GPIB/USB (General Purpose Interface Bus / Universal Serial Bus) du constructeur Prologix LLC et la capture d’écran est effectuĂ©e grĂące au logiciel Ă©mulateur de table traçante HP 7470 de John Miles KE5FX.

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Fig. 80 : Coefficient de transmission (S21) d’un filtre passe-bande HP 8431A dont la bande passante est comprise entre 2 GHz et 4 GHz.  Vous pouvez apprĂ©cier les performances de ce filtre.  ClichĂ© ON4IJ.

Que mesurerait-on si l’on n’avait pas effectuĂ© de calibrage utilisateur ?  Comparez la figure ci-dessous avec la figure prĂ©cĂ©dente.

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Fig. 81 : MĂȘme mesure que celle de la figure prĂ©cĂ©dente mais l’analyseur n’est pas calibrĂ©.  On constate une perte d’insertion anormale et la rĂ©ponse en frĂ©quence dans la bande passante n’est plus parfaitement linĂ©aire.  ClichĂ© ON4IJ.

Frequency Response and Isolation Calibration ; « Thru & Load Â» (normalisation et isolation) :

Ce type de calibrage est similaire Ă  celui qui vient d’ĂȘtre dĂ©crit ci-dessus.  Ce calibrage permet non seulement de rĂ©sorber les erreurs dues aux disparitĂ©s de rĂ©ponse en frĂ©quence mais aussi de rĂ©sorber les erreurs dues Ă  la diaphonie entre les ports de mesure lors des mesures de transmission et de rĂ©sorber les erreurs dues aux imperfections de directivitĂ© lors des mesures de rĂ©flexion.  Ce calibrage nĂ©cessite deux calibres : une connexion de traversĂ©e pour le raccordement direct des deux ports de mesure entre eux (Thru) et un calibre d’isolation (Load).  Le calibre d’isolation est constituĂ© d’une charge Ă©talon et adaptĂ©e Ă  l’impĂ©dance de la ligne de transmission.

Lorsqu’on doit mesurer des dispositifs sous test dont la plage dynamique de mesure devient importante, la correction de la diaphonie devient nĂ©cessaire.  C’est notamment le cas de figure pour la mesure de filtres Ă©liminateurs de bandes (Notch Filter) ou de duplexeurs composĂ©s de cavitĂ©s montĂ©es en filtre Ă©liminateur de bande ou en combinaison passe bande et Ă©liminateur de bande (« BP/BR Â», Band-Pass/Band Reject).

ProcĂ©dure de calibrage : appuyer sur la touche de fonction « Response and Isolation Â», appuyer sur la touche de fonction « Response Â», raccorder les deux cĂąbles de mesure entre eux, appuyer sur la touche de fonction « Thru Â» ; l’analyseur procĂšde Ă  la mesure pour la correction en frĂ©quence ; appuyer sur la touche de fonction « Done Response Â».  Appuyer ensuite sur la touche de fonction « Isolation Â», raccorder une charge Ă©talon large bande adaptĂ©e sur chaque port de mesure et ensuite appuyer sur la touche de fonction « Load Â» ; l’analyseur procĂšde Ă  la mesure pour la correction de diaphonie ; enfin appuyer sur la touche de fonction « Done Response and Isolation Cal Â».  L’analyseur calcule les facteurs de correction et les enregistre en mĂ©moire.

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Fig. 82 : Un dispositif sous test composĂ© d’un filtre Ă©liminateur de bande nĂ©cessite un calibrage « Response and Isolation Â».  Pour effectuer ce calibrage, il faut disposer de deux calibres, un calibre de connexion de traversĂ©e (Thru) et un calibre de charge Ă©talon (Load).  Photo ON4IJ.

Plaçons Ă  prĂ©sent un filtre Ă©liminateur de bande comme dispositif sous test sur l’analyseur de rĂ©seau vectoriel.

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Fig. 83 : Mesure de transmission d’un filtre Ă©liminateur de bande sur un analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8753C oĂč l’on vient d’effectuer un calibrage « Response and Isolation Â».  Photo : ON4IJ.

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Fig. 84 : Coefficient de transmission (S21) d’un filtre Ă©liminateur de bande HP 8439A accordĂ© sur une frĂ©quence de 2 GHz.  La frĂ©quence de 2 GHz est rejetĂ©e avec une attĂ©nuation de -81,3 dB et la bande rejetĂ©e est de 17 MHz Ă  -3 dB.  ClichĂ© ON4IJ.

Voici ci-dessous une figure illustrant la mĂȘme mesure mais sans calibrage de l’analyseur.

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Fig. 85 : Mesure de transmission sans calibrage de l’analyseur.  La mesure de la perte d’insertion est complĂštement faussĂ©e de part et d’autre de la bande rejetĂ©e.  ClichĂ© ON4IJ.

One-port Calibration (S11 ou S22) ; « SOL Â», Short-Open-Load :

Ce type de calibrage est effectuĂ© uniquement dans le cadre de mesures de rĂ©flexion sur un seul port de mesure : soit exclusivement le premier port (S11 One-Port Cal), soit exclusivement sur le deuxiĂšme port (S22 One-Port Cal).  On effectue en gĂ©nĂ©ral ce type de calibrage pour les dispositifs sous test Ă  un seul port, comme par exemple une charge fictive dont on veut contrĂŽler les performances ou bien une antenne en situation rĂ©elle d’utilisation.  Dans ce dernier cas de figure, il y aura lieu de considĂ©rer le Feeder d’antenne comme Ă©tant le cĂąble de mesure lui-mĂȘme, c’est-Ă -dire que les diffĂ©rents calibres seront placĂ©s Ă  l’extrĂ©mitĂ© du Feeder.  Ensuite, l’analyseur Ă©tant calibrĂ©, on rĂ©tabli la connexion du Feeder Ă  l’antenne afin de procĂ©der aux mesures de celle-ci tout comme si le Feeder « n’existait plus Â» et que l’antenne Ă©tait directement raccordĂ©e au port de mesure de l’analyseur.  On peut dĂšs lors mieux comprendre que le calibrage utilisateur d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel est non seulement nĂ©cessaire, mais offre aussi des avantages inouĂŻs dans la pratique des techniques de mesure.

Lorsqu’on effectue des mesures de rĂ©flexion sur un dispositif sous test Ă©quipĂ© de deux ports, le port qui n’est pas raccordĂ© Ă  l’appareil de mesure doit absolument ĂȘtre raccordĂ© sur une charge Ă©talon Ă  large bande.

Ce type de calibrage permet de rĂ©sorber les incertitudes de mesure liĂ©es aux imperfections de directivitĂ©, aux dĂ©sadaptations de la source et aux disparitĂ©s de rĂ©ponse en frĂ©quence.  Le calibrage ainsi effectuĂ© permet d’obtenir les mesures les plus prĂ©cises.

Trois calibres seront nĂ©cessaires : un calibre de court-circuit (Short), un calibre de circuit ouvert (Open) et une charge Ă©talon (Load), d’oĂč l’appellation « SOL Â».

Remarque importante :

Lorsqu’on effectue un calibrage « SOL Â» (et, comme nous le verrons plus loin pour un calibrage « SOLT Â») avec un kit de calibrage Ă©quipĂ© de connecteur Type N, la procĂ©dure de calibrage devra tenir compte du genre (mĂąle ou femelle) des connecteurs des ports de mesure.

Attention :

En ce qui concerne les calibres Type N, il y a lieu de ne pas confondre le genre du connecteur du port de mesure avec celui du calibre.  Tout est une question de convention et vous devez aller lire votre manuel utilisateur ou manuel de rĂ©fĂ©rence de votre appareil de mesure pour vous conformer aux conventions prises en matiĂšre de genre des connecteurs lors du calibrage.  À titre d’exemple, en ce qui concerne uniquement les analyseurs de rĂ©seaux vectoriels des sĂ©ries HP 8510, HP 872x, HP 875x, les sous-menus de calibrage font appel Ă  des calibres dont le genre doit correspondre Ă  celui des ports de mesure et non pas Ă  celui des calibres ! Autant savoir.

Par convention, le genre d’un connecteur est dĂ©terminĂ© par celui du contact central du connecteur : un connecteur Type N mĂąle est Ă©quipĂ© d’un contact central mĂąle (Pin, « pinoche Â»), un connecteur Type N femelle est Ă©quipĂ© d’un contact central femelle (exception faite pour les connecteurs RP Reverse Polarity souvent utilisĂ©s en WiFi).

ProcĂ©dure de calibrage : un dialogue est Ă©tabli entre l’écran de l’appareil et son utilisateur, ce qui facilite l’enchaĂźnement des Ă©tapes Ă  accomplir.  Voici un exemple pour un calibrage S11 One-Port d’un port de mesure Type N femelle.  Cette procĂ©dure est applicable lorsqu’on utilise un S-Parameter Test Set.

S11 One-Port ; « Connect Standard then Press Key to Measure Â»

  • OPENS
    • OPEN (F)
      • Done Opens
    • SHORTS
      • SHORT (F)
        • Done Shorts
      • LOAD
        • Done 1-Port Cal

« Computing Cal Coefficients Â».

Voici un exemple de calibrage S11 One-Port pour des relevĂ©s de mesure d’une charge fictive sous test et dont on veut contrĂŽler les performances.

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Fig. 86 : Calibres « SOL Â» (Short, Open, Load) pour le calibrage S11 One-Port.  Le dispositif sous test est une charge fictive Type N (Huber und Suhner).  Photo : ON4IJ.

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Fig. 87 : Coefficient de rĂ©flexion S11 (pertes de retour) d’une charge fictive sous test aprĂšs calibrage S11 One-Port de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel.  DiffĂ©rents marqueurs permettent d’afficher des mesures Ă  diffĂ©rentes frĂ©quences.  La charge fictive sous test est ainsi caractĂ©risĂ©e en Return Loss : ‑48 dB Ă  145 MHZ ; -39,3 dB Ă  435 MHz ; -30,9 dB Ă  1296 MHz et -26,7 dB Ă  2400 MHz.  ClichĂ© ON4IJ.

Voici ci-dessous une figure illustrant les mĂȘmes mesures mais sans calibrage de l’analyseur.

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Fig. 88 : MĂȘmes mesures que celles de la figure prĂ©cĂ©dente mais sans calibrage de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel.  On constate toutes les incertitudes de mesure de rĂ©flexion par la prĂ©sence de multiples ondulations rĂ©siduelles (Ripple) sur la courbe.  On comprend mieux Ă  prĂ©sent que ces mesures ne sont pas exploitables sans calibrage de l’appareil.  ClichĂ© ON4IJ.

Lorsqu’on procĂšde Ă  des mesures de rĂ©flexion, on peut afficher le rĂ©sultat non seulement sous la forme des pertes de retour, mais aussi sous la forme de rapport d’ondes stationnaires (SWR).  Ce format de mesure est parfois plus parlant pour l’utilisateur et pour les radioamateurs.

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Fig. 89 : Mesures de rĂ©flexion du mĂȘme dispositif sous test illustrĂ© Ă  la figure 86, mais affichĂ© sous le format SWR.  La charge fictive sous test est ainsi caractĂ©risĂ©e en termes de rapport d’ondes stationnaires : 1,008 :1 Ă  145 MHZ ; 1,02 : 1 Ă  435 MHz ; 1,06 Ă  1296 MHz et 1,097 :1 Ă  2400 MHz.  ClichĂ© ON4IJ.

Comme la mesure vectorielle de rĂ©flexion permet une mesure d’impĂ©dance, celle-ci peut ĂȘtre affichĂ©e sous le format de l’abaque de Smith.  Ceci va permettre d’exploiter bien plus loin les rĂ©sultats grĂące aux mesures d’impĂ©dance complexe.  On pourra ainsi caractĂ©riser la charge fictive ici sous test en terme de circuit RC ou RL Ă  diffĂ©rentes frĂ©quences.

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Fig. 90 : MĂȘme mesures que la figure prĂ©cĂ©dente mais affichĂ©es sous le format de l’abaque de Smith.  La charge fictive sous test prĂ©sente Ă  une frĂ©quence de 2400 MHz une impĂ©dance complexe de 48,703 â„Š + j 4,4219 ℩, ce qui correspond Ă  un circuit RL de 48,703 ℩ et de 293,23 pH Ă  2400 MHz.  ClichĂ© ON4IJ.

Comme la charge fictive sous test est de bonne qualitĂ© et donc relativement proche d’un idĂ©al Ă  50 Ohms, le lieu gĂ©omĂ©trique de l’impĂ©dance complexe de celle-ci en fonction de la frĂ©quence se situe dans une rĂ©gion confinĂ©e vers le centre de l’abaque de Smith.  C’est la raison pour laquelle on peut activer Ă  volontĂ© une fonction « zoom Â» sur l’abaque en paramĂ©trant un facteur d’échelle de l’abaque de Smith.  À la place de choisir une unitĂ© de mesure Ă  fond d’échelle (FS : Full Scale) du pourtour de l’abaque, on peut paramĂ©trer Ă  l’analyseur un affichage avec une Ă©chelle d’une fraction d’unitĂ© de mesure Ă  fond d’échelle.

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Fig. 91 : MĂȘme mesures que celles de la figure prĂ©cĂ©dente mais affichĂ©es sous le format de l’abaque de Smith avec un facteur Ă  fond d’échelle de 200 milli-unitĂ©s.  Ce fabuleux affichage sous le format de l’abaque de Smith permet de visualiser en un seul coup d’Ɠil le comportement de la partie rĂ©sistive et de la partie rĂ©active (tantĂŽt capacitive, tantĂŽt inductive) de l’impĂ©dance de la charge fictive ici sous test.  ClichĂ© ON4IJ.

Full Two-port Calibration ; « SOLT Â», Short-Open-Load-Thru :

Ce type de calibrage est le plus complet et permet de caractĂ©riser les 12 facteurs de correction des erreurs systĂ©matiques d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Ce type de calibrage est effectuĂ© dans le but d’effectuer des mesures de transmission (sens direct et inverse) et des mesures de rĂ©flexion sur les deux ports de mesure.  Il s’agit donc de pouvoir relever les quatre paramĂštres de rĂ©partition S21, S12, S11 et S22.  Ce type de calibrage est donc effectuĂ© lorsqu’on a l’intention de caractĂ©riser des dispositifs sous test Ă©quipĂ©s de deux ports ou de plusieurs ports.  Attention : ce type de calibrage ne peut ĂȘtre effectuĂ© que si l’analyseur de rĂ©seau vectoriel est Ă©quipĂ© d’un S-Parameter Test Set.

Ce calibrage nĂ©cessite quatre types de calibre : court-circuit (Short), circuit ouvert (Open), charge Ă©talon Ă  large bande (Load) et connexion de traversĂ©e (Thru).  Chaque type de calibre est Ă©quipĂ© d’un connecteur mĂąle ou d’un connecteur femelle.  Vous devez donc disposer de 8 calibres : Short m, Short f, Open m, Open f, Load m, Load f, Thru m-m, Thru f-f et parfois d’un 9Ăšme calibre Thru m-f.

Pour les mesures des quatre paramĂštres de rĂ©partition, la source du signal du vobulateur (Sweeper) est automatiquement et alternativement redirigĂ©e vers le premier ou le deuxiĂšme port de mesure du Test Set afin d’effectuer des mesures sur le dispositif sous test aussi bien dans le sens direct que dans le sens inverse et tout aussi bien sur son premier port que son deuxiĂšme port.  Ceci a pour consĂ©quence que les diffĂ©rents adaptateurs utilisĂ©s lors du calibrage doivent ĂȘtre appariĂ©s en phase (Phase Match), ce qui signifie qu’un adaptateur Ă©quipĂ© d’un connecteur mĂąle doit prĂ©senter la mĂȘme longueur Ă©lectrique qu’un adaptateur Ă©quipĂ© d’un connecteur femelle.  On peut mieux comprendre Ă  prĂ©sent la raison pour laquelle les adaptateurs sont rassemblĂ©s sous forme de kit et qu’ils sont tous indissociables.

Les « calibres Â» Thru sont en principe « inexistants Â» car un Thru est rĂ©alisĂ© par une connexion directe entre un connecteur mĂąle et un connecteur femelle Ă©quipant les extrĂ©mitĂ©s des cĂąbles de mesure lorsqu’on doit caractĂ©riser un dispositif sous test qui est insĂ©rable.  Dans ce cas de figure, on aura un « Zero Length Thru Â».  Nous verrons plus loin qu’il est parfois nĂ©cessaire d’utiliser des calibres Thru sous la forme d’adaptateur en « I Â», mais cela demandera certaines prĂ©cautions.

Lors du calibrage, on peut choisir d’omettre ou de rĂ©aliser les corrections d’isolation.  Le choix s’effectue en fonction de l’étendue de la plage dynamique requise pour caractĂ©riser le dispositif sous test.  Ce choix repose sur les lignes directrices suivantes :

  • plage dynamique de 80 dB : omettre le calibrage d’isolation pour la plupart des mesures ;
  • plage dynamique de 80 dB Ă  100 dB : le calibrage d’isolation est recommandĂ© avec un niveau de signal de 0 dBm prĂ©sent Ă  l’entrĂ©e « R Â» de l’analyseur ;
  • plage dynamique de 100 dB : le calibrage d’isolation doit ĂȘtre effectuĂ© en activant la fonction de calcul d’une moyenne glissante (Averaging) rĂ©alisĂ©e sur plus de 16 Ă©chantillons (Averaging Factor).

Le calibrage d’isolation nĂ©cessite deux charges Ă©talon large bande que l’on place respectivement sur chaque port de mesure de l’analyseur.

Certaines prĂ©cautions doivent donc ĂȘtre prises lors du calibrage d’isolation, entre autres celle d’activer une fonction de calcul de moyenne glissante sur un nombre suffisant d’échantillons.  L’utilisation de cette moyenne devient indispensable pour rĂ©duire le niveau de bruit qui altĂšre les relevĂ©s des mesures lors du calibrage d’isolation.  Sans cette moyenne, on obtiendra une mesure de diaphonie qui sera relativement bruitĂ©e avec tout son aspect alĂ©atoire d’incertitude de mesure.  Cette incertitude alĂ©atoire ne pourra ĂȘtre rĂ©sorbĂ©e lors du calcul du facteur de correction de diaphonie ; l’incertitude alĂ©atoire se rĂ©percutera donc sur les mesures qui seront altĂ©rĂ©es par une remontĂ©e du niveau de plancher de bruit de l’ordre de 3 dB.  On recommande d’utiliser un nombre d’échantillons pour le calibrage d’isolation d’un facteur quatre fois supĂ©rieur Ă  celui qui sera paramĂ©trĂ© lors des mesures effectuĂ©es sur le dispositif sous test.

ProcĂ©dure de calibrage : il suffit de suivre les instructions qui apparaissent Ă  l’écran de l’analyseur.  Dans l’exemple ci-dessous, le premier port de mesure est Ă©quipĂ© d’un connecteur Type N femelle et le deuxiĂšme port de mesure est Ă©quipĂ© d’un connecteur Type N mĂąle.

Full-Port ; « Connect Standard then Press Key to Measure Â» ;

  • Reflection
    • S11 OPENS
      • OPEN (F)
        • Done Opens
      • S11 SHORTS
        • SHORT (F)
          • Done Shorts
        • S11 LOAD
        • S22 OPENS
          • OPEN (M)
            • Done Opens
          • S22 SHORTS
            • SHORT (M)
              • Done Shorts
            • S22 LOAD
              • Reflection Done
                • « Computing Cal Coefficients»
              • Transmission
                • S21 Forward Transmission Thru
                • S21 Forward Match Thru
                • S12 Reverse Transmission Thru
                • S12 Reverse Match Thru
                  • Transmission Done
                    • « Computing Cal Coefficients»
  • Isolation
    • Omit Isolation

            ou bien

  • Forward Isolation Standard
  • Reverse Isolation Standard
    • Isolation Done
      • Done Two-Port Cal
        • « Computing Cal Coefficients Â».

Voici un exemple de calibrage Full Two-Port pour les relevĂ©s des quatre paramĂštres de rĂ©partition d’un filtre passe bande.

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Fig. 92 : Calibres « SOLT Â» (Short, Open, Load, Thru) pour le calibrage Full Two-Port.  Le calibre Thru est substituĂ© par le raccordement direct des deux ports de mesure en accouplant le connecteur Type N femelle au connecteur Type N mĂąle des extrĂ©mitĂ©s des cĂąbles de mesure (dispositif sous test insĂ©rable).  Le dispositif sous test est un filtre passe-bande HP 8431A (bande passante de 2 GHz Ă  4 GHz).  Les genres annotĂ©s en regard des calibres correspondent aux genres des ports de mesure pour se conformer Ă  la procĂ©dure de calibrage d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8753C.  Allez lire le manuel utilisateur de votre appareil pour vous conformer aux conventions de celui-ci.  Photo : ON4IJ.

Avant de poursuivre la description des autres types de calibrage qu’il est possible d’effectuer sur un analyseur de rĂ©seau vectoriel, nous allons consacrer les quelques pages qui suivent Ă  plusieurs illustrations de mesures sur divers dispositifs sous test.  Toutes ces mesures ont Ă©tĂ© effectuĂ©es aprĂšs un calibrage Full Two-Port « SOLT Â» de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel accompagnĂ© d’un S-Parameter Test Set.

Mesures pour complĂštement caractĂ©riser un filtre passe bande :

Diagramme d’amplitude et de phase (mesures vectorielles de transmission) :

Ces mesures permettent de relever les pertes d’insertion dans la bande passante du filtre, d’apprĂ©cier la linĂ©aritĂ© de la rĂ©ponse en frĂ©quence dans la bande passante, de relever l’attĂ©nuation que prĂ©sente le filtre en dehors de sa bande passante et de relever la rotation de phase qu’exerce le filtre dans sa bande passante.

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Fig. 93 : Diagramme d’amplitude et de phase d’un filtre passe bande HP 8431A lors des mesures de transmission sur un analyseur de rĂ©seau vectoriel.  ClichĂ© ON4IJ.

Le diagramme de phase du filtre prĂ©sente une courbe de rĂ©ponse en dents de scie, ce qui signifie que la rotation de phase exercĂ©e par le filtre est relativement linĂ©aire en phase en fonction de la frĂ©quence.  Comme l’échelle verticale du diagramme de phase est Ă©tablie sur un calibre de 90° par division et que les extrĂ©mitĂ©s des dents de scie se situent Ă  +2 et -2 divisions d’écart par rapport au 0° situĂ© en milieu d’écran, la rotation de phase s’exerce entre +180° et -180°, c’est-Ă -dire une rotation de phase de 360° sur un segment de la plage de frĂ©quence dans la bande passante du filtre.  La rotation de 360° de phase est rĂ©currente tout le long de la plage de frĂ©quence de la bande passante du filtre.

Les courbes d’amplitude et de phase peuvent ĂȘtre superposĂ©es Ă  l’écran de l’analyseur en activant deux canaux de mesure sur l’analyseur (un pour la mesure d’amplitude, l’autre pour la mesure de la phase) et en activant une fonction de double affichage sur l’appareil de mesure.

Pour mieux apprĂ©cier la linĂ©aritĂ© en phase d’un filtre, on peut activer une fonction de calcul et d’affichage du dĂ©lai de groupe.

Qu’est-ce que le dĂ©lai de groupe ?

C’est tout simplement la variation de phase en fonction de la variation de frĂ©quence.  Un filtre linĂ©aire en phase se caractĂ©rise par un dĂ©lai de groupe constant.  Le dĂ©lai de groupe est parfois appelĂ© retard de groupe, retard de phase ou encore temps de propagation de groupe.  Comme la phase du signal prĂ©sent Ă  l’entrĂ©e du filtre, cette phase est retardĂ©e en sortie du filtre, on peut en dĂ©duire qu’il existe un dĂ©lai de propagation du signal Ă  travers le filtre.  Le dĂ©lai de groupe est exprimĂ© en unitĂ© de temps (en seconde).  Le dĂ©lai de groupe des circuits Ă©lectroniques est relativement court et est donc exprimĂ© en gĂ©nĂ©ral en nanosecondes (ns).  Mais ce dĂ©lai ne peut pas ĂȘtre nĂ©gligĂ© pour des signaux ultra rapides que l’on rencontre dans les circuits de traitement numĂ©rique du signal (DSP Digital Signal Processing) dont les frĂ©quences d’horloge de base de temps sont de valeurs Ă©levĂ©es (de l’ordre de quelques GHz et donc d’une pĂ©riode trĂšs courte de l’ordre de quelques nano secondes).

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Fig. 94 : Illustration du dĂ©lai de groupe d’un filtre passe bande, ici de l’ordre de 2,5 ns.  ClichĂ© ON4IJ.

Le relevĂ© du dĂ©lai de groupe des filtres Ă©lectroniques a toute son importance dans nos activitĂ©s radioamateurs lorsqu’on expĂ©rimente des rĂ©cepteurs de tĂ©lĂ©communications Ă  modulations numĂ©riques.  En effet, tous les filtres mis en Ɠuvre dans ces rĂ©cepteurs doivent ĂȘtre rigoureusement linĂ©aires en phase, c’est-Ă -dire Ă  dĂ©lai de groupe constant dans la plage de frĂ©quence pour laquelle ces filtres sont conçus.  C’est une garantie pour un dĂ©codage correct du signal numĂ©rique oĂč les donnĂ©es resteront parfaitement synchrones Ă  la base de temps.  S’il existe des disparitĂ©s de dĂ©lai de groupe dans les filtres, des erreurs de dĂ©codage des donnĂ©es numĂ©riques peuvent apparaĂźtre.  On peut quantifier ces erreurs par la mesure du taux d’erreur rĂ©siduel (BER Bit Error Rate), mais cela est une autre histoire.

Mesures vectorielles de rĂ©flexion Ă  l’entrĂ©e et Ă  la sortie d’un filtre passe bande :

Mesure des pertes de retour :

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Fig. 95 : Mesure des pertes de retour Ă  l’entrĂ©e d’un filtre passe bande en double affichage conjointement avec le diagramme d’amplitude de ce filtre.  Les pertes de retour sont comprises ici entre -10 dB et -30 dB avec un pic Ă  -40 dB de Return Loss.  ClichĂ© ON4IJ.

Les pertes de retour S11 caractĂ©risent la partie du signal incident qui est ici rĂ©flĂ©chi immĂ©diatement Ă  l’entrĂ©e du dispositif sous test.  Cette partie du signal est perdue dĂšs l’entrĂ©e du filtre et ne pourra donc pas contribuer au signal de sortie qui est dĂ©sirĂ© dans la bande passante du filtre.  On profite ici du double affichage des pertes de retour et du signal transmis dans la bande passante du filtre pour mieux apprĂ©cier la concomitance des deux phĂ©nomĂšnes (onde transmise et onde rĂ©flĂ©chie) en fonction de la frĂ©quence.

Sur la figure ci-dessus, on constate que la courbe des pertes de retour est formĂ©e de plusieurs pics et vallĂ©es : ceux-ci correspondent Ă  l’accord en frĂ©quence de toutes les cellules qui composent le filtre passe bande.  L’affichage de cette courbe en temps rĂ©el donne une aide prĂ©cieuse pour rĂ©gler Ă  l’optimum chaque cellule qui compose le filtre.  On peut ainsi procĂ©der aux rĂ©glages fins du filtre en agissant de telle maniĂšre qu’on obtienne un minimum de pertes de retour tout au long de la bande passante du filtre.

Les pertes de retour sont totales (0 dB Return Loss) en dehors de la bande passante du filtre.  Ce rĂ©sultat est attendu : tout se passe comme si l’onde incidente Ă©tait totalement rĂ©flĂ©chie en dehors de la bande passante du filtre, autrement dit il n’y a aucune chance que le moindre signal puisse atteindre l’entrĂ©e du filtre en dehors de sa bande passante.  C’est une autre maniĂšre de voir les choses en ce qui concerne le comportement d’un filtre.  Pour mieux se reprĂ©senter les pertes de retour, on peut les afficher sous le format de rapport d’ondes stationnaires.

Cette forme d’affichage SWR nous fera mieux apparaĂźtre l’effet de la dĂ©sadaptation d’impĂ©dance qui existe Ă  l’entrĂ©e du filtre passe bande sous test.

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Fig. 96 : Mesure du rapport d’ondes stationnaires Ă  l’entrĂ©e du filtre passe bande sous test.  Le SWR doit atteindre des valeurs minimales dans la bande passante du filtre.  ClichĂ© ON4IJ.

Le double affichage de deux types de mesures conjointes peut ĂȘtre paramĂ©trĂ© sur la totalitĂ© de l’écran comme illustrĂ© aux figures prĂ©cĂ©dentes.  On peut choisir d’afficher les deux types de mesure sur deux moitiĂ©s distinctes de l’écran.

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Fig. 97 : MĂȘmes mesures que celles de la figure prĂ©cĂ©dente mais affichĂ©es de maniĂšre distincte sur les deux moitiĂ©s de l’écran.  ClichĂ© ON4IJ.

L’affichage distinct sur les deux moitiĂ©s de l’écran permet de mieux comparer deux courbes diffĂ©rentes mais trĂšs proches l’une de l’autre, comme par exemple les mesures de transmission directe et inverse ou bien les mesures des pertes de retour Ă  l’entrĂ©e du filtre (S11) et celles Ă  la sortie du filtre (S22).

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Fig. 98 : Mesures de transmission directe S21 et inverse S12 d’un filtre passe bande.  Les deux courbes se ressemblent comme on pouvait s’y attendre.  ClichĂ© ON4IJ.

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Fig. 99 : Mesures de rĂ©flexion Ă  l’entrĂ©e S11 et Ă  la sortie du filtre S22.  Les deux courbes sont fort similaires en ayant toutefois de trĂšs lĂ©gĂšres diffĂ©rences qui ici sont insignifiantes.  ClichĂ© ON4IJ.

Que peut-on encore mesurer avec un analyseur de rĂ©seau vectoriel ?

LinĂ©aritĂ© d’attĂ©nuation d’un attĂ©nuateur fixe de 10 dB :

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Fig. 100 : AttĂ©nuateur fixe de 10 dB HP 8491A raccordĂ© aux cĂąbles de mesure d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Photo : ON4IJ.

Les mesures d’attĂ©nuation peuvent ĂȘtre relevĂ©es sur un analyseur de rĂ©seau scalaire, mais les mesures obtenues sur un analyseur de rĂ©seau vectoriel sont plus prĂ©cises par principe car elles sont corrigĂ©es par plusieurs facteurs qui ne peuvent ĂȘtre obtenus sur un analyseur scalaire ; il s’agit entre autres des corrections d’adaptation de source et de charge des ports de mesure.

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Fig. 101 : Mesure de la linĂ©aritĂ© d’un attĂ©nuateur de 10 dB HP 8491A sur une plage de frĂ©quences de 3 MHz Ă  6 GHz.  Quatre marqueurs indiquent les attĂ©nuations Ă  des frĂ©quences prĂ©cises de 1 GHz, 2 GHz, 4 GHz et 5 GHz.  Une valeur de rĂ©fĂ©rence de -10 dB a Ă©tĂ© paramĂ©trĂ©e pour ĂȘtre affichĂ©e au milieu de l’écran et l’échelle verticale est paramĂ©trĂ©e sur un calibre de 0,1 dB par division.  On obtient ainsi une mesure d’une grande prĂ©cision.  ClichĂ© ON4IJ.

Mesure des pertes d’insertion d’un DC-Block :

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Fig. 102 : Mesure d’un DC-Block Rohde et Schwarz FSE Type N raccordĂ© aux cĂąbles de mesure d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Photo : ON4IJ.

Un DC-Block est un segment de ligne de transmission dont le conducteur central (et parfois le conducteur extĂ©rieur) est interrompu par un condensateur de liaison afin d’éliminer une composant continue (par exemple la polarisation d’un transistor d’un circuit actif).

Les DC-Block sont souvent placĂ©s Ă  l’entrĂ©e radiofrĂ©quence d’un analyseur de spectre pour protĂ©ger des composantes Ă  courant continu le mĂ©langeur d’entrĂ©e de l’appareil qui pourrait ĂȘtre irrĂ©mĂ©diablement dĂ©truit par la prĂ©sence accidentelle d’une tension continue.  Il est intĂ©ressant de connaĂźtre les imperfections de linĂ©aritĂ© d’un DC-Block pour en tenir compte lors des mesures sur un analyseur de spectre.

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Fig. 103 : Mesure des dĂ©fauts de linĂ©aritĂ© de transmission d’un DC-Block R&S FSE Type N.  Quatre marqueurs indiquent les pertes d’insertion Ă  des frĂ©quences prĂ©cises de 1 GHz, 2 GHz, 4 GHz et 5 GHz.  L’échelle verticale est paramĂ©trĂ©e sur le calibre de 0,1 dB par division.  ClichĂ© ON4IJ.

Mesures d’un filtre passe-bas :

Les caractĂ©ristiques principales d’un filtre passe-bas sont la frĂ©quence de coupure, la perte d’insertion dans la bande passante, la raideur de pente d’attĂ©nuation Ă  partir de la frĂ©quence de coupure et l’attĂ©nuation au-delĂ  de la frĂ©quence de coupure.  Cette derniĂšre caractĂ©ristique peut parfois rĂ©server certaines surprises comme on va pouvoir le constater ci-dessous.

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Fig. 104 : Mesures des caractĂ©ristiques d’un filtre passe-bas coaxial Type N HP 360A (frĂ©quence de coupure de 700 MHz).  Photo : ON4IJ.

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Fig. 105 : Courbe de rĂ©ponse de transmission d’un filtre passe-bas HP 360A.  La frĂ©quence de coupure se situe Ă  756,971 MHz, ce qui est proche de celle annoncĂ©e Ă  700 MHz.  La perte d’insertion est faible et la rĂ©ponse est parfaitement linĂ©aire dans la bande passante.  La raideur de pente d’attĂ©nuation est vertigineuse entre 757 MHz et 902,5 MHz avec une attĂ©nuation de -78 dB ; il s’agit d’un filtre particuliĂšrement performant.  En revanche, il y a une remontĂ©e de l’attĂ©nuation sous forme d’un pic vers 3,3 GHz et on retrouve une attĂ©nuation normale seulement vers une frĂ©quence de 4,8 GHz.  ClichĂ© ON4IJ.

La courbe de rĂ©ponse de ce filtre passe-bas accuse une remontĂ©e de l’attĂ©nuation au-delĂ  de la frĂ©quence de coupure.  Cela peut devenir gĂȘnant si l’on s’attend Ă  la prĂ©sence d’un signal non dĂ©sirĂ© Ă  une frĂ©quence proche de celle du pic de remontĂ©e de l’attĂ©nuation du filtre.  Pour rĂ©soudre ce problĂšme, on peut placer en cascade un deuxiĂšme filtre passe-bas dont la frĂ©quence de coupure est supĂ©rieure Ă  celle du premier filtre mais qui doit se situer en dessous de la frĂ©quence du pic de remontĂ©e de l’attĂ©nuation du premier filtre.  Commençons par caractĂ©riser le deuxiĂšme filtre.

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Fig. 106 : Courbe de rĂ©ponse de transmission d’un filtre passe-bas HP 360C.  La frĂ©quence de coupure se situe Ă  2355,6 MHz et l’attĂ©nuation Ă  3 GHz est de -88 dB.  Si on dispose d’un analyseur microonde, on pourrait Ă©tendre la plage de mesure vers des frĂ©quences aussi Ă©levĂ©es que 20 GHz et on constaterait que ce filtre aurait aussi des remontĂ©es d’attĂ©nuation Ă  des frĂ©quences de l’ordre d’une dizaine de gigahertz.  ClichĂ© ON4IJ.

Plaçons les deux filtres passe-bas en cascade.

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Fig. 107 : RelevĂ© de la transmission de deux filtres passe-bas en cascade (700 MHz et 2,2 GHz).  Photo : ON4IJ.

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Fig. 108 : RelevĂ© de la transmission de deux filtres passe-bas en cascade (HP 360A fc = 700 MHz et HP 360C fc = 2,2 GHz).  On constate l’effet du deuxiĂšme filtre qui Ă©limine le pic de remontĂ©e d’attĂ©nuation du premier filtre.  On peut assurer ainsi une attĂ©nuation Ă  trĂšs large bande au-delĂ  de la frĂ©quence de coupure du premier filtre.  ClichĂ© ON4IJ.

Mesure de la transmission directe et inverse de circulateurs montĂ©s en isolateur :

Qu’est-ce qu’un circulateur ?

Un circulateur est un dispositif Ă  trois ports qui laisse transmettre les ondes d’un port vers le port suivant et ainsi de suite pour les trois ports d’une façon cyclo-symĂ©trique.  En revanche, un circulateur attĂ©nue fortement les ondes d’un port vers le port prĂ©cĂ©dent.  Si l’on place une charge sur un des ports d’un circulateur, celui-ci se comporte comme un isolateur entre les deux ports restant libres.  Les ondes pourront « circuler Â» d’un port Ă  l’autre dans un seul sens ; celles-ci seront fortement attĂ©nuĂ©es dans le sens inverse.  On peut symboliser un isolateur et un circulateur comme suit :

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Fig. 109 : Symboles d’un isolateur et d’un circulateur radiofrĂ©quence.  Un isolateur est un circulateur avec une charge intĂ©grĂ©e sur un de ses trois ports.  Source : Microwave Associates M/ACOM, Land and Mobile Communications Division.

Un circulateur est composĂ© d’une plaque mĂ©tallique (en gĂ©nĂ©ral en laiton) d’une forme gĂ©omĂ©trique appropriĂ©e qui ressemble Ă  celle d’une Ă©toile Ă  trois branches ; il s’agit d’une ligne de transmission micro-ruban en forme d’un Â« Y Â».  Chaque extrĂ©mitĂ© des branches de l’étoile est reliĂ©e Ă  un port du circulateur (au connecteur).  La plaque mĂ©tallique est prise en sandwich entre deux grosses pastilles composĂ©es de ferrite.  Des plaques de blindage (plans de masse) recouvrent les parties extĂ©rieures de chaque ferrite.  Enfin des aimants permanents sont situĂ©s de part et d’autre des plaques de blindage pour crĂ©er un champ magnĂ©tique dont la direction est orientĂ©e selon une droite normale au plan formĂ© par la plaque mĂ©tallique en Ă©toile.

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Fig. 110 : Plaque mĂ©tallique en forme d’étoile (ligne micro-ruban en « Y Â») reliant les trois ports d’un circulateur.  Source : Youtube, Analog Zeke, 16.09.2012.

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Fig. 111 : ÉlĂ©ments constitutifs d’un circulateur ; ligne micro-ruban en « Y Â», ferrites, plaque de blindage formant des plans de masse et aimants permanents.  Source : Recent Advance in Processing and Applications of Microwave Ferrites ; Vincent G. Harris, Anton Geiler, Yajie Chen, Soak Dae Yoon, Mingzhong Wu, Aria Yang, Zhaohui Chen, Peng He, Pantanjali V. Parimi, Xu Zuo, Carl E. Patton, Manasori Abe, Olivier Acher, Carmine Vitoria ; article publiĂ© dans le Journal of Magnetism and Magnetic Materials n° 321 ; 21.01.2009 ; Elsevier B.V.

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Fig. 112 : ModĂ©lisation de la rĂ©partition du champ Ă©lectrique dans une ligne micro-ruban en « Y Â» chargĂ©e par des ferrites qui sont polarisĂ©es par un champ magnĂ©tique d’aimants permanents ; modĂ©lisation par calculs selon la mĂ©thode des Ă©lĂ©ments finis.  Source : mĂȘmes rĂ©fĂ©rences que celles de la figure prĂ©cĂ©dente.

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Fig. 113 : Illustration du principe d’un circulateur oĂč un signal produit deux ondes de polarisation circulaire dans la jonction entre les ferrites et dont les sens de rotation sont opposĂ©s.  La vitesse de propagation de ces ondes circulaires est fonction du sens de rotation de celles-ci.  La polarisation des ferrites par un champ magnĂ©tique a pour effet de diminuer ou d’augmenter la vitesse de propagation des ondes selon leur sens de rotation.  Si un signal est appliquĂ© au port 1, les deux ondes arriveront en phase au port 2 et elles se dĂ©truiront en opposition de phase au port 3.  Le maximum de transmission aura lieu entre le port 1 et le port 2 et le minimum de transmission aura lieu entre le port 1 et le port 3.  Source : Nova Microwave, Understanding Circulators and Isolators.

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Fig. 114 : Illustration du principe d’un isolateur composĂ© d’un circulateur et d’une charge.  Source : Nova Microwave, Understanding Circulators and Isolators.

Pour constituer un isolateur performant, c’est-Ă -dire avec une forte attĂ©nuation de transmission dans le sens inverse (forte isolation), on place en gĂ©nĂ©ral deux circulateurs en cascade, chacun avec une charge sur un des ports.  Il existe des doubles isolateurs de puissance composĂ©s de deux circulateurs en cascade oĂč l’on peut raccorder des charges externes de diffĂ©rentes puissances de dissipation.

Nous dĂ©crirons dans les pages suivantes toute l’utilitĂ© des isolateurs dans deux applications typiques des radioamateurs :

  • les conditions de mesure d’intermodulation du troisiĂšme ordre d’un rĂ©cepteur par stimulation deux tons Ă  partir de deux gĂ©nĂ©rateurs HF ;
  • le placement judicieux d’isolateurs dans des installations oĂč plusieurs rĂ©pĂ©teurs UHF doivent cohabiter sur le mĂȘme site.

Ces deux applications s’écartent du sujet sur l’analyseur de rĂ©seau vectoriel mais il nous a semblĂ© que celles-ci sont rĂ©vĂ©latrices d’expĂ©rimentations typiques des radioamateurs grĂące Ă  des mesures pratiques ayant Ă©tĂ© effectuĂ©es sur un analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Nous vous proposons donc de dĂ©couvrir ces applications pratiques et de comprendre l’enseignement que l’on peut retirer de l’analyse de composants radiofrĂ©quences grĂące Ă  des mesures vectorielles.

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Fig. 115 : Double isolateur de puissance avec charges externes.  Source : EMR Corp, 17431 N. 25th Avenue Phoenix, Arizona 85023 ; Intermodulation Control Devices, Products Catalog.

Voici donc une belle opportunitĂ© de caractĂ©riser sur un analyseur de rĂ©seau vectoriel deux circulateurs en cascade constituant ainsi un double isolateur.  En effet, nous allons pouvoir visualiser en mĂȘme temps et sur le mĂȘme Ă©cran les deux courbes de rĂ©ponse de transmission : dans le sens direct (transmission) et dans le sens inverse (isolation), c’est-Ă -dire les courbes du S21 et du S12 en mĂȘme temps.

Certains circulateurs peuvent ĂȘtre accordĂ©s au moyen de trois noyaux de rĂ©glage afin d’optimaliser l’isolation dans une plage de frĂ©quence bien prĂ©cise.

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Fig. 116 : Circulateurs en cascade avec charges Ă©talon large bande pour constituer des doubles isolateurs accordĂ©s sur la bande UHF des 70 cm.  Sur la droite un coupleur hybride qui permettra de combiner deux signaux pour des mesures d’intermodulation du troisiĂšme ordre d’un rĂ©cepteur par stimulation deux tons radiofrĂ©quences.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 117 : Mesures, sur un analyseur de rĂ©seau vectoriel, du S21 (transmission) et du S12 (isolation) de circulateurs montĂ©s en double isolateur.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 118 : Mesures du S21 (transmission), perte d’insertion de 0,43 dB Ă  435 MHz ; mesures du S12 (isolation), attĂ©nuation de -73,4 dB Ă  435 MHz.  Le double affichage permet de visualiser les deux mesures en mĂȘme temps.  La comparaison de ces deux mesures fait apparaĂźtre clairement l’effet isolateur du dispositif sous test.  GrĂące aux rĂ©glages des noyaux, l’isolation est optimalisĂ©e entre 430 MHz et 440 MHz.  ClichĂ© ON4IJ.

Pourquoi faut-il des isolateurs pour combiner deux signaux HF ?

Pour effectuer des mesures d’intermodulation du troisiĂšme ordre sur un rĂ©cepteur, nous avons besoin de deux gĂ©nĂ©rateurs HF et d’un dispositif qui va pouvoir combiner les signaux de ces deux gĂ©nĂ©rateurs (Combining Network).  Les signaux combinĂ©s seront appliquĂ©s Ă  l’entrĂ©e HF du rĂ©cepteur.

Nous voici devant un dĂ©fi technologique car le signal d’un gĂ©nĂ©rateur ne doit pas « rentrer Â» dans l’autre gĂ©nĂ©rateur et vice versa.  En effet, si un signal externe « rentre Â» par la sortie d’un gĂ©nĂ©rateur, il va se produire des interfĂ©rences dans l’étage de sortie de celui-ci.  Ces interfĂ©rences vont prendre la forme de produits de mĂ©lange (Mixing Products) entre le signal externe et celui du gĂ©nĂ©rateur.  Ces produits de mĂ©lange prennent leur origine dans l’étage de sortie (PA) du gĂ©nĂ©rateur Ă  cause des imperfections de linĂ©aritĂ© des Ă©lĂ©ments actifs de cet Ă©tage de sortie.

Afin de combiner les deux signaux issus des deux gĂ©nĂ©rateurs, on peut utiliser un diviseur ou un sĂ©parateur de puissance.  Un tel dispositif est rĂ©versible et peut donc parfaitement combiner les deux signaux que l’on rĂ©colte Ă  une sortie commune.  À la place d’avoir une division de puissance, nous obtiendrons une somme de puissances.  Ce dispositif Ă©tant complĂštement rĂ©sistif et donc passif, il n’y a en principe aucune imperfection de linĂ©aritĂ© qui pourrait ĂȘtre Ă  l’origine de produits de mĂ©langes.

HĂ©las, un tel dispositif offre trĂšs peu d’isolation entre ses deux ports d’entrĂ©e : une grande partie du signal injectĂ© Ă  une entrĂ©e se retrouve prĂ©sent sur l’autre entrĂ©e.  Pour amĂ©liorer l’isolation entre les deux ports d’entrĂ©e, il est fortement recommandĂ© d’utiliser un coupleur hybride Ă  la place d’un simple sĂ©parateur de puissance.  Un coupleur hybride est un dispositif Ă  quatre ports dont un est reliĂ© Ă  une charge.  Ce dispositif rĂ©alise Ă  ses sorties respectivement la somme et la diffĂ©rence des signaux appliquĂ©s Ă  ses deux entrĂ©es.  Nous vous invitons Ă  vous documenter sur ce sujet.

Comme un coupleur hybride n’offre qu’une isolation limitĂ©e entre ses ports d’entrĂ©e, nous devons amĂ©liorer l’isolation en amont avant de raccorder celles-ci aux deux gĂ©nĂ©rateurs.  La solution toute trouvĂ©e est d’utiliser des circulateurs montĂ©s en isolateurs que l’on va placer entre la sortie de chaque gĂ©nĂ©rateur et chaque entrĂ©e du coupleur hybride.  Les deux isolateurs ainsi raccordĂ©s vont agir comme des « clapets anti-retour Â» et aucun signal externe ne va pouvoir perturber la sortie d’un gĂ©nĂ©rateur.  En d’autres mots, les deux gĂ©nĂ©rateurs seront immunisĂ©s entre eux.

À la sortie du coupleur hybride, nous auront donc la composition (somme) des signaux des deux gĂ©nĂ©rateurs sans le moindre produit de mĂ©lange, c’est-Ă -dire sans la moindre intermodulation.  On comprend mieux Ă  prĂ©sent l’intĂ©rĂȘt de toutes ces prĂ©cautions : si l’on veut mesurer l’intermodulation d’un rĂ©cepteur, il faut impĂ©rativement lui injecter deux signaux dont la combinaison de ceux-ci est elle-mĂȘme Ă  l’origine exempte de toute intermodulation.

Un circulateur n’est pas lui non plus exempt de dĂ©fauts qui risquent de perturber les mesures d’intermodulation : un circulateur a tendance Ă  crĂ©er des harmoniques du signal qui lui est appliquĂ©.  Ainsi, l’utilisation d’un circulateur requiert obligatoirement l’utilisation d’un filtre passe-bas qui doit ĂȘtre placĂ© immĂ©diatement aprĂšs sa sortie.

Nous arrivons au schĂ©ma bloc suivant pour pouvoir correctement combiner les signaux de deux gĂ©nĂ©rateurs afin de procĂ©der Ă  des mesures d’intermodulation sur un rĂ©cepteur.

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Fig. 119 : SchĂ©ma-bloc d’un dispositif de test pour des mesures d’intermodulation sur un rĂ©cepteur.  Deux gĂ©nĂ©rateurs HF sont raccordĂ©s sur un « Combining Network Â» composĂ© d’attĂ©nuateurs, de deux doubles isolateurs, de filtres passe-bas et d’un coupleur hybride.  Graphisme ON4IJ.

Remarque : pour des mesures d’intermodulation sur un rĂ©cepteur, l’écart en frĂ©quence des signaux des deux gĂ©nĂ©rateurs est en gĂ©nĂ©ral de 20 kHz mais il est aussi trĂšs utile d’effectuer des mesures d’intermodulation avec un Ă©cart en frĂ©quence de 2 kHz car cela simule bien mieux des conditions plus reprĂ©sentatives de rĂ©ception lors d’un « contest radio Â», en particulier en CW lors de multiples « Pile up Â».

Lorsqu’on a l’intention d’effectuer des mesures d’intermodulation sur un rĂ©cepteur avec un Ă©cart de frĂ©quence aussi faible que 20 kHz ou 2 kHz, il y a lieu de choisir des gĂ©nĂ©rateurs qui sont performants au point de vue du bruit de phase.  En effet, les signaux Ă©tant trĂšs proches les uns des autres en termes d’écart en frĂ©quence, les produits de mĂ©lange que nous voulons mesurer ne doivent pas ĂȘtre noyĂ©s par le bruit de phase des deux gĂ©nĂ©rateurs.

Le bruit de phase d’un gĂ©nĂ©rateur se manifeste le plus aux abords immĂ©diats de part et d’autre de la frĂ©quence porteuse.  On comprendra donc qu’il est nĂ©cessaire d’avoir au dĂ©part deux signaux HF issus de gĂ©nĂ©rateurs d’une grande puretĂ© spectrale aux abords immĂ©diats des deux porteuses que nous voulons combiner pour pouvoir effectuer des mesures d’intermodulation dans les meilleures conditions possibles.

Revenons Ă  prĂ©sent aux mesures sur un analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Comme nous venons de constituer un dispositif permettant de combiner les signaux HF de deux gĂ©nĂ©rateurs, il y a lieu de caractĂ©riser ce dispositif avant de le mettre en service.  Pour effectuer les mesures, nous allons procĂ©der en deux temps car le « Combining Network Â» est un dispositif Ă  trois ports de mesure.  Nous avons eu l’opportunitĂ© d’expliquer comment effectuer des mesures sur un dispositif Ă  trois ports dans l’article IntĂ©gration et rĂ©glage de duplexeurs pour rĂ©pĂ©teurs UHF  que vous pouvez consulter sur le site ON5VL.

Dans un premier temps, on raccorde une des deux entrĂ©es du « Combining Network Â» sur un port de mesure et la sortie du coupleur hybride sur l’autre port de mesure de l’analyseur ; la deuxiĂšme entrĂ©e est raccordĂ©e sur une charge.  Dans un deuxiĂšme temps, on raccorde les ports de mesure de l’analyseur sur les deux entrĂ©es du « Combining Network Â» ; une charge est placĂ©e sur la sortie du coupleur hybride.

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Fig. 120 : « Combining Nework Â»  raccordĂ© sur un analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Les ports de mesure sont raccordĂ©s entre une des deux entrĂ©es et la sortie du dispositif sous test ; une charge est placĂ©e sur la deuxiĂšme entrĂ©e.  Photo ON4IJ.

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Fig. 121 : « Combining Nework Â»  raccordĂ© sur un analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Les ports de mesure sont raccordĂ©s sur les deux entrĂ©es du dispositif sous test ; une charge est placĂ©e Ă  la sortie.

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Fig. 122 : Mesure du S21 et du S12 d’un « Combining Nework Â»  raccordĂ© Ă  l’analyseur entre une entrĂ©e et la sortie du dispositif sous test.  La perte d’insertion de l’ensemble du dispositif est de -19,5 dB ; celle-ci est normale car elle due Ă  la prĂ©sence des attĂ©nuateurs fixes placĂ©s dans le dispositif sous test.  L’isolation est de l’ordre de -80 dB entre 430 MHz et 440 MHz.  ClichĂ© ON4IJ.

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Fig. 123 : Mesure du S21 et du S12 d’un « Combining Nework Â»  raccordĂ© Ă  l’analyseur entre les deux entrĂ©es du dispositif sous test.  L’isolation de la premiĂšre entrĂ©e par rapport Ă  la deuxiĂšme et vice versa est de l’ordre de -90 dB, ce qui constitue un excellent rapport de protection entre 430 MHz et 440 MHz.  ClichĂ© ON4IJ.

Le dispositif que nous venons de caractĂ©riser sur un analyseur de rĂ©seau vectoriel permet d’atteindre l’objectif de raccorder deux gĂ©nĂ©rateurs oĂč ceux-ci sont immunisĂ©s l’un par rapport Ă  l’autre : le rapport de protection qui vient d’ĂȘtre mesurĂ© est de l’ordre de -90 dB, ce qui est excellent.  On peut vĂ©rifier la prĂ©sence des deux porteuses et l’absence d’intermodulation entre les deux signaux au moyen d’un analyseur de spectre raccordĂ© Ă  la sortie du « Combining Network Â».  C’est ce que nous allons vous montrer ci-dessous.  Cela sort un peu du sujet sur les analyseurs de rĂ©seaux vectoriels, mais cela vaut le dĂ©tour.

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Fig. 124 : VĂ©rification sur un analyseur de spectre (HP 8563E) de l’absence d’intermodulation d’un signal deux tons radiofrĂ©quence issu de deux gĂ©nĂ©rateurs HF Ă  faible bruit de phase (deux HP 8662A) et combinĂ©s avec un « Combining Network Â».  Les deux signaux des deux gĂ©nĂ©rateurs sont combinĂ©s selon le schĂ©ma-bloc de la figure 119 avec des circulateurs montĂ©s en double isolateur, filtres passe-bas (HP 360A), attĂ©nuateurs, et avec un coupleur hybride (Anzac H-81-4 ; 5 MHz – 1000 MHz).  Photo : ON4IJ.

Les mesures seront effectuĂ©es soit avec un Ă©cart en frĂ©quence de 20 kHz soit avec un Ă©cart de 2 kHz.  Les frĂ©quences seront respectivement 435,000 MHz et 435,020 MHz ou bien 435,000 MHz et 435,002 MHz.  Le niveau d’amplitude Ă  la sortie des deux gĂ©nĂ©rateurs est de 0 dBm afin de rester dans les conditions optimales de mesure de l’analyseur de spectre et d’éviter ainsi toute possibilitĂ© d’intermodulation dans le mĂ©langeur d’entrĂ©e de celui-ci.  Toutes ces conditions de mesure ont leur importance : ce n’est pas l’intermodulation de l’analyseur de spectre que nous voulons mesurer, mais c’est bien l’absence d’intermodulation entre les deux gĂ©nĂ©rateurs que nous voulons examiner.

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Fig. 125 : Signal deux tons Ă  20 kHz d’écart (435,000 MHz et 435,020 MHz) et combinĂ© avec le dispositif dĂ©crit ci-dessus Ă  la figure 119.  Mesure avec un Span de 50 kHz.  ClichĂ© ON4IJ.

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Fig. 126 : Idem que figure prĂ©cĂ©dente mais avec un Span de 200 kHz et Resolution Bandwidth (RBW) de 300 Hz.  Le Span a Ă©tĂ© augmentĂ© pour bien constater l’absence de la moindre intermodulation aux abords des deux porteuses.  ClichĂ© ON4IJ.

S’il y avait une prĂ©sence d’intermodulation du 3Ăšme ordre, celle-ci devrait se manifester aux frĂ©quences suivantes :

2f1 – f2 = 2 x 435,000 MHz – 435,020 MHz = 434,980 MHz ;

2f2 – f1 = 2 x 435,020 MHz – 435,000 MHz = 435,040 MHz.

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Fig. 127 : Signal deux tons Ă  2 kHz d’écart (435,000 MHz et 435,002 MHz) et combinĂ© avec le dispositif dĂ©crit ci-dessus.  Mesure avec un Span de 5 kHz.  ClichĂ© ON4IJ.

Sur la figure ci-dessus, les deux tons HF sont trĂšs purs.  Seul le 2Ăšme gĂ©nĂ©rateur accuse deux petits spurious pratiquement insignifiants (peut-ĂȘtre une lĂ©gĂšre dĂ©rive des rĂ©glages de ce 2Ăšme gĂ©nĂ©rateur ?).  Une mesure avec un Span plus large aurait montrĂ© l’absence d’intermodulation, mĂȘme avec un Ă©cart aussi faible que 2 kHz.

Enlevons Ă  prĂ©sent les circulateurs du « Combining Network Â» et voyons la diffĂ©rence de comportement au point de vue intermodulation sans les doubles isolateurs.

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Fig. 128 : Raccordement de deux gĂ©nĂ©rateurs HF au moyen d’un coupleur hybride sans double isolateur en amont des entrĂ©es de celui-ci.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 129 : Signal deux tons Ă  20 kHz d’écart et combinĂ© sans double isolateur.  On voit apparaĂźtre les produits de mĂ©lange (intermodulation) de part et d’autre des deux porteuses.  ClichĂ© ON4IJ.

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Fig. 130 : Signal deux tons Ă  2 kHz d’écart et combinĂ© sans double isolateur.  On constate la prĂ©sence d’intermodulation.  ClichĂ© ON4IJ.

Sur les deux figures ci-dessus, on voit apparaütre les produits d’intermodulation du 3ùme ordre de part et d’autre des deux porteuses.

En ce qui concerne les mesures avec un Ă©cart en frĂ©quence de 2 kHz, l’activation d’une fonction de calcul et d’affichage de moyenne du signal vidĂ©o de l’analyseur de spectre permet de mieux faire apparaĂźtre le trĂšs lĂ©ger bruit de phase des deux gĂ©nĂ©rateurs juste aux abords immĂ©diats de leur porteuses respectives.  Toutefois, le bruit de phase des deux gĂ©nĂ©rateurs est trĂšs faible, ce qui laisse bien apparaĂźtre les produits d’intermodulation.  On comprend mieux Ă  prĂ©sent que si le bruit de phase des deux gĂ©nĂ©rateurs avait Ă©tĂ© plus important (gĂ©nĂ©rateurs moins performants), ce bruit de phase aurait noyĂ© la mesure des produits d’intermodulation.  Plus l’écart en frĂ©quence entre les deux porteuses est petit et plus le bruit de phase des gĂ©nĂ©rateurs devient critique.

Nous allons poursuivre cette expĂ©rience en substituant le coupleur hybride par un simple diviseur de puissance raccordĂ© en sommateur de puissance.  Nous allons observer qu’avec un tel dispositif, l’isolation entre les deux ports d’entrĂ©e est tout-Ă -fait insuffisante entre les deux gĂ©nĂ©rateurs et que les produits d’intermodulation seront bien plus Ă©levĂ©s que ceux qui ont Ă©tĂ© observĂ©s avec un coupleur hybride.

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Fig. 131 : Raccordement de deux gĂ©nĂ©rateurs HF au moyen d’un simple diviseur de puissance (HP 11636A) placĂ© Ă  l’entrĂ©e de l’analyseur de spectre.  Ceci va faire apparaĂźtre des produits d’intermodulation Ă  cause de la faible isolation d’un tel dispositif.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 132 : Diviseur de puissance HP 11636A raccordĂ© en sommateur de puissance Ă  l’entrĂ©e de l’analyseur de spectre.  La faible isolation de ce dispositif fait apparaĂźtre des produits d’intermodulation qui sont crĂ©Ă©s dans les Ă©tages de sortie des deux gĂ©nĂ©rateurs Ă  cause des imperfections de linĂ©aritĂ© des composants actifs qui constituent l’étage de sortie de chaque gĂ©nĂ©rateur.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 133 : Signal deux tons Ă  20 kHz d’écart et combinĂ© au moyen d’un simple diviseur de puissance.  On voit apparaĂźtre d’importants produits d’intermodulation du 3Ăšme ordre.  ClichĂ© ON4IJ.

Comme on pouvait s’y attendre, on voit apparaĂźtre des produits d’intermodulation qui sont d’une amplitude relativement Ă©levĂ©e par rapport Ă  celle de chaque porteuse.  Le rapport entre une porteuse et un produit d’intermodulation est rĂ©duit Ă  peine Ă  ‑33,3 dB.

Lorsqu’on rĂ©duit l’écart en frĂ©quence entre les deux porteuses, les interfĂ©rences entre les deux gĂ©nĂ©rateurs deviennent plus sĂ©vĂšres et on voit apparaĂźtre des produits d’intermodulation non seulement du 3Ăšme ordre mais aussi du 5Ăšme ordre et mĂȘme du 7Ăšme ordre !

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Fig. 134 : Signal deux tons Ă  2 kHz d’écart et combinĂ© au moyen d’un simple diviseur de puissance.  On voit apparaĂźtre d’importants produits d’intermodulation non seulement du 3Ăšme ordre mais aussi du 5Ăšme et du 7Ăšme ordre.  ClichĂ© ON4IJ.

Êtes-vous convaincu Ă  prĂ©sent qu’un signal externe peut venir perturber l’étage de sortie radiofrĂ©quence d’un gĂ©nĂ©rateur ?

Comprenez-vous maintenant le rĂŽle d’un circulateur et son aspect de composant utile dans l’amĂ©lioration du rapport de protection entre deux sources de signaux radiofrĂ©quence ?

Dans nos activitĂ©s radioamateurs, nous pouvons ĂȘtre confrontĂ©s Ă  une situation oĂč un signal externe d’une amplitude Ă©levĂ©e risque de crĂ©er de l’intermodulation dans l’étage de sortie d’un Ă©metteur.  Ce cas de figure peut survenir dans des installations oĂč plusieurs rĂ©pĂ©teurs fonctionnant sur la mĂȘme bande de frĂ©quences doivent cohabiter sur le mĂȘme site avec leurs antennes toutes placĂ©es sur le mĂȘme pylĂŽne.  Une antenne d’émission d’un rĂ©pĂ©teur peut en effet rayonner une partie de son Ă©nergie dans l’antenne d’émission d’un autre rĂ©pĂ©teur.  Ce signal externe est d’autant plus critique que sa frĂ©quence est proche de celle de l’émission comme nous l’avons constatĂ© ci-dessus.

Placement judicieux de circulateurs dans des installations oĂč plusieurs rĂ©pĂ©teurs doivent cohabiter sur un mĂȘme site et sur la mĂȘme bande de frĂ©quences :

Prenons le cas pratique oĂč un club de radioamateurs a l’intention d’étoffer une installation existante de deux rĂ©pĂ©teurs UHF pour arriver Ă  la configuration finale suivante avec trois rĂ©pĂ©teurs :

  • RĂ©pĂ©teur D-Star 439,5875 MHz                 Shift -7,6 MHz
  • RĂ©pĂ©teur DMR 438,9375 MHz                 Shift -7,6 MHz
  • RĂ©pĂ©teur FM + C4FM 439,2125 MHz                 Shift -7,6 MHz

La partie Ă©mettrice et rĂ©ceptrice de chaque rĂ©pĂ©teur sont raccordĂ©es respectivement sur un duplexeur ; il y a donc trois duplexeurs.  Chaque duplexeur est raccordĂ© sur une antenne distincte ; il y a donc trois antennes.  Les antennes sont toutes du type vertical et sont placĂ©es de maniĂšre colinĂ©aire Ă  diffĂ©rentes hauteurs du pylĂŽne.  Le diagramme de rayonnement de ces antennes dans le plan d’élĂ©vation permet d’obtenir un rapport de protection apprĂ©ciable entre les diffĂ©rents rĂ©pĂ©teurs.  Toutefois, dans ces conditions, le risque d’intermodulation n’est pas nul au niveau des trois parties Ă©mettrices.  Au niveau des rĂ©cepteurs, il y a aussi un risque de dĂ©sensibilisation de ceux-ci par l’émission des rĂ©pĂ©teurs voisins.  Nous allons examiner comment rĂ©soudre tous ces problĂšmes.

Au point de vue de l’intermodulation, le problĂšme devient plus complexe car il s’agit d’une situation oĂč nous sommes en prĂ©sence de trois signaux et non plus de seulement deux tons radiofrĂ©quences comme dans notre expĂ©rience avec deux gĂ©nĂ©rateurs.  Nous pouvons donc avoir plusieurs produits de mĂ©langes.

IMD du 3Ăšme ordre :

2 x f1 – f2 = 2 x 438,9375 MHz – 439,9125 MHz = 438,6625 MHz ;

2 x f2 – f1 = 2 x 439,2125 MHz – 438,9375 MHz = 439,4875 MHz ;

2 x f2 – f3 = 2 x 438,9375 MHz – 439,5875 MHz = 438,2875 MHz ;

2 x f3 – f2 = 2 x 439,5875 MHz – 438,9375 MHz = 440, 2375 MHz ;

2 x f1 – f3 = 2 x 439,2125 MHz – 439,5875 MHz = 438,8375 MHz ;

2 x f3 – f1 = 2 x 439,5875 MHz – 439,2125 MHz = 439,9625 MHz.

IMD du 5Ăšme ordre :

3 x f1 – 2 x f2 = 3 x 438,9375 MHz – 2 x 439,9125 MHz = 438,3875 MHz ;

3 x f2 – 2 x f1 = 3 x 439,2125 MHz – 2 x 438,9375 MHz = 439,7625 MHz ;

3 x f2 – 2 x f3 = 3 x 438,9375 MHz – 2 x 439,5875 MHz = 437,6375 MHz ;

3 x f3 – 2 x f2 = 3 x 439,5875 MHz – 2 x 438,9375 MHz = 440, 8875 MHz ;

3 x f1 – 2 x f3 = 3 x 439,2125 MHz – 2 x 439,5875 MHz = 438,4625 MHz ;

3 x f3 – 2 x f1 = 3 x 439,5875 MHz – 2 x 439,2125 MHz = 440,3375 MHz.

Pour mieux se reprĂ©senter la distribution spectrale de toutes ces frĂ©quences, nous avons tracĂ© un petit graphe sur lequel chaque point reprĂ©sente le sommet d’une porteuse d’émission, d’une intermodulation du troisiĂšme ordre ou du cinquiĂšme ordre.

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Fig. 135 : ReprĂ©sentation de trois porteuses (les 3 points du dessus) et de leurs produits de mĂ©lange d’intermodulation du 3Ăšme ordre (les 6 points situĂ© Ă  mi-hauteur) et du 5Ăšme ordre (les 6 points situĂ©s dans la partie infĂ©rieure).  Graphisme ON4IJ.

Dans la figure ci-dessus, on constate que les produits d’intermodulation se manifestent sous la forme de multiples spurious pouvant venir perturber pas moins de neuf frĂ©quences toutes contenues dans la bande UHF radioamateur.  Trois spurious situĂ©s juste au-dessus de la bande UHF risquent de perturber d’autres services de tĂ©lĂ©communications.  Tout ceci constitue un risque potentiel qu’il vaudrait mieux ne pas courir ; il y aurait donc lieu de prendre certaines dispositions conservatoires.

Tout commence par des mesures :

Avant de se lancer tous azimuts dans des solutions potentielles, il y a lieu d’effectuer certaines mesures sur site dans l’installation des trois rĂ©pĂ©teurs.  Les premiĂšres mesures que l’on peut effectuer sont celles des niveaux des signaux de deux rĂ©pĂ©teurs voisins qui sont reçus sur l’antenne du troisiĂšme rĂ©pĂ©teur, et ainsi de suite pour les trois antennes.  Ces mesures s’effectuent avec un analyseur de spectre directement raccordĂ© au feeder d’antenne et Ă©ventuellement par l’intermĂ©diaire d’un attĂ©nuateur externe afin d’éviter une saturation de l’analyseur de spectre.  Pour effectuer ces mesures, on forcera les deux rĂ©pĂ©teurs en Ă©mission permanente sans modulation, le temps d’effectuer les mesures.  Le troisiĂšme rĂ©pĂ©teur dont le feeder a Ă©tĂ© dĂ©connectĂ© sera temporairement mis Ă  l’arrĂȘt, le temps d’effectuer les mesures.  Cela va nous donner une indication du rapport de protection qui existe dĂ©jĂ  grĂące aux nuls des diagrammes de rayonnement des antennes.

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Fig. 136 : Mesure des signaux captĂ©s par l’antenne d’un rĂ©pĂ©teur lorsque les deux rĂ©pĂ©teurs voisins sont en Ă©mission.  Ceci permet d’établir le rapport de protection amenĂ© par les nuls des diagrammes de rayonnement des antennes.  L’analyseur de spectre est raccordĂ© sur la 1Ăšre antenne, ensuite la 2Ăšme et enfin sur la 3Ăšme ; les rĂ©pĂ©teurs correspondants doivent ĂȘtre mis Ă  l’arrĂȘt ou ĂȘtre mis en Ă©mission permanente d’une façon cyclo-symĂ©trique.  Graphisme ON4IJ.

Lors de ces mesures, on pourra observer sur l’analyseur de spectre les deux porteuses des deux rĂ©pĂ©teurs mis en Ă©mission permanente sans modulation et on pourra aussi observer s’il existe dĂ©jĂ  des produits d’intermodulation entre les deux parties Ă©mettrices de ces deux rĂ©pĂ©teurs.

Pour dĂ©celer s’il existe des produits d’intermodulation lorsque les trois rĂ©pĂ©teurs sont mis en Ă©mission permanente sans modulation, on peut raccorder l’analyseur de spectre sur une quatriĂšme antenne placĂ©e temporairement aux abords des trois autres antennes.  Toutefois, il y a moyen de procĂ©der d’une maniĂšre plus sĂ©lective en mesurant le spectre d’une seule partie Ă©mettrice Ă  la fois en raccordant l’analyseur de spectre par l’intermĂ©diaire d’un coupleur directionnel de puissance intercalĂ© sur la ligne de transmission entre la sortie Ă©metteur et l’entrĂ©e du duplexeur d’un rĂ©pĂ©teur et ainsi de suite pour chaque rĂ©pĂ©teur (voir figure suivante).

Remarque : dans notre exemple d’installation, les duplexeurs placĂ©s aprĂšs chaque rĂ©pĂ©teur sont constituĂ©s de cavitĂ©s du type filtre Ă©liminateur de bande.  Ces duplexeurs offrent un excellent rapport de protection entre les frĂ©quences TX et RX respectivement pour chaque rĂ©pĂ©teur.  Il n’en n’est pas du tout de mĂȘme en ce qui concerne le rapport de protection entre les trois frĂ©quences TX qui sont en majeur partie contenues dans la partie de la bande passante des filtres TX des duplexeurs.  C’est la raison pour laquelle il y a un risque potentiel d’intermodulation entre les parties Ă©mettrices des trois rĂ©pĂ©teurs.

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Fig. 137 : Mesure du spectre d’émission d’un rĂ©pĂ©teur en prĂ©sence de celles de deux rĂ©pĂ©teurs voisins.  Un coupleur directionnel de puissance est intercalĂ© entre la partie Ă©mettrice d’un rĂ©pĂ©teur et l’entrĂ©e du duplexeur et ainsi de suite pour chaque rĂ©pĂ©teur.  Le but de cette mesure est de dĂ©celer les intermodulations qui pourraient ĂȘtre produites en prĂ©sence des Ă©missions des rĂ©pĂ©teurs voisins.  Graphisme ON4IJ.

Que faire si l’on dĂ©cĂšle des produits d’intermodulation dans le spectre d’émission d’un des rĂ©pĂ©teurs ?

Une des solutions consiste Ă  utiliser des duplexeurs du type « BP/BR Â» (Band-Pass/Band-Reject) : la sĂ©lectivitĂ© des cavitĂ©s passe-bande peut contribuer Ă  augmenter le rapport de protection entre les diffĂ©rentes parties Ă©mettrices des rĂ©pĂ©teurs.  Mais cela peut entraĂźner un investissement trop lourd de devoir remplacer trois duplexeurs d’un coup sur une installation OM.

Une autre solution consiste Ă  placer des isolateurs (circulateurs avec charges) entre les sorties TX des rĂ©pĂ©teurs et les entrĂ©es « TX Â» (High) des duplexeurs.  Il faudra toutefois consentir Ă  placer aprĂšs ces isolateurs des filtres passe-bas pour attĂ©nuer les harmoniques Ă  un niveau acceptable (voir figure suivante).

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Fig. 138 : Placement d’un isolateur et d’un filtre passe-bas pour amĂ©liorer le rapport de protection sur le port TX d’un rĂ©pĂ©teur afin d’éliminer les produits d’intermodulations dus aux Ă©missions des rĂ©pĂ©teurs voisins.  Graphisme ON4IJ.

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Fig. 139 : Filtre passe-bas UHF ; perte d’insertion 0,25 dB (max.) ; attĂ©nuation du second harmonique ‑50 dB.  Source : Telewave, Inc. San Jose, California USA.

Qu’en est-il des voies de rĂ©ception dans une installation oĂč plusieurs rĂ©pĂ©teurs doivent cohabiter ?

Lorsqu’on utilise des duplexeurs qui sont constituĂ©s de cavitĂ©s du type filtre Ă©liminateur de bande, le filtre RX est accordĂ© sur la frĂ©quence TX du rĂ©pĂ©teur.  La courbe de rĂ©ponse de transmission du filtre RX (S21) montre une rĂ©jection Ă  la frĂ©quence TX qui est trĂšs prononcĂ©e avec une bande de rĂ©jection trĂšs Ă©troite (voir figure suivante).

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Fig. 140 : Courbe de rĂ©ponse de transmission (S21) du filtre RX d’un duplexeur Ă  cavitĂ©s du type filtre Ă©liminateur de bande.  La courbe montre une rĂ©jection Ă  bande Ă©troite sur la frĂ©quence TX du rĂ©pĂ©teur.  ClichĂ© ON4IJ.

Le duplexeur d’un rĂ©pĂ©teur n’offre donc qu’un rapport de protection pratiquement inexistant vis-Ă -vis des deux autres frĂ©quences d’émission des deux rĂ©pĂ©teurs voisins.  Dans notre exemple, le seul rapport de protection qui puisse subsister est celui qui rĂ©sulte des nuls du diagramme de rayonnement des antennes.  Ce rapport de protection peut se rĂ©vĂ©ler trop faible et il y a un risque de dĂ©sensibilisation de la partie rĂ©ceptrice d’un rĂ©pĂ©teur dĂ» Ă  la prĂ©sence des porteuses d’émission des deux rĂ©pĂ©teurs voisins.

Comment amĂ©liorer le rapport de protection sur la voie de rĂ©ception des rĂ©pĂ©teurs ?

Il y a deux solutions possibles : soit intercaler deux filtres Ă©liminateurs de bande en cascade sur chaque voie de rĂ©ception des rĂ©pĂ©teurs afin de rejeter les frĂ©quences des rĂ©pĂ©teurs voisins, soit intercaler un filtre Ă©liminateur de bande Ă  large bande sur chaque voie de rĂ©ception.  Cette deuxiĂšme solution est plus Ă©lĂ©gante et plus facile Ă  mettre en Ɠuvre.  Nous arrivons ainsi au schĂ©ma de la figure ci-dessous.

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Fig. 141 : Placement d’un filtre Ă©liminateur de bande Ă  large bande sur la voie de rĂ©ception d’un rĂ©pĂ©teur devant cohabiter avec d’autres rĂ©pĂ©teurs voisins.

Les filtres éliminateurs de bande à large bande sont en général constitués de plusieurs cavités (en général 6 cavités).

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On peut constater que le constructeur publie les courbes de rĂ©ponse du filtre d’aprĂšs des relevĂ©s de mesures effectuĂ©es sur un analyseur de rĂ©seau vectoriel.

AprĂšs ce long parcours illustrant de nombreuses mesures pratiques au moyen d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel et aprĂšs un petit dĂ©tour sur les phĂ©nomĂšnes d’intermodulation, il nous reste Ă  examiner certaines formes particuliĂšres de calibrage utilisateur d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel.

Two-Port Calibration Â« TRL Â» Thru-Reflect-Line

Ce type de calibrage peut ĂȘtre effectuĂ© sur des dispositifs sous test raccordĂ©s par l’intermĂ©diaire de lignes de transmission coaxiales ou non coaxiales, par exemple des lignes micro-ruban (Microstrip ou Stripline) ou des guides d’ondes.  On peut en imaginer l’avantage lorsqu’on doit relever les paramĂštres de rĂ©partition de transistors ou de circuits intĂ©grĂ©s amplificateurs hyperfrĂ©quences (MMIC Monolithic Microwave Integrated Circuit) qui sont placĂ©s sur des circuits imprimĂ©s.

Le calibrage « TRL Â» ne nĂ©cessite que trois calibres : un calibre de connexion directe (Thru), un calibre de rĂ©flexion totale (Reflect) qui caractĂ©rise un dĂ©phasage de 180° et qui peut aussi bien ĂȘtre un calibre de court-circuit qu’un calibre de circuit ouvert, et enfin un calibre qui consiste en un segment de ligne de transmission (Line) dont l’impĂ©dance caractĂ©ristique et dont la longueur d’onde Ă©lectrique sont parfaitement connues.

En ce qui concerne le calibre Thru, la longueur d’onde Ă©lectrique de ce calibre doit ĂȘtre idĂ©alement zĂ©ro, toutefois on peut utiliser un calibre Thru d’une certaine longueur Ă  condition que son impĂ©dance caractĂ©ristique et sa longueur d’onde Ă©lectrique soient parfaitement connues et que cette longueur soit infĂ©rieure Ă  celle du calibre Line.

Lorsqu’on procĂšde Ă  un calibrage « TRL Â» Ă  trĂšs large bande, c’est-Ă -dire avec un Span (Ă©talement en frĂ©quence) de valeur Ă©levĂ©e, on doit recourir Ă  plusieurs calibres Line de diffĂ©rentes longueurs d’onde Ă©lectrique.  La longueur d’onde Ă©lectrique d’un calibre Line doit ĂȘtre appropriĂ©e en fonction de la plage de frĂ©quence des mesures.  Pour toutes les frĂ©quences de mesure, la diffĂ©rence de longueur d’onde Ă©lectrique entre les calibres Thru et Line, exprimĂ©e sous la forme de diffĂ©rence de phase doit ĂȘtre comprise entre 20° et 160°.  Ceci explique la nĂ©cessitĂ© de diffĂ©rents calibres Line pour les mesures Ă  trĂšs large bande.  Aux radiofrĂ©quences de faibles valeurs, la longueur optimale d’un calibre Line peut devenir excessive et impraticable.  La longueur optimale d’un calibre Line doit correspondre Ă  un quart d’onde Ă©lectrique Ă  une frĂ©quence qui est le rĂ©sultat de la moyenne gĂ©omĂ©trique entre la frĂ©quence de « dĂ©part Â» et la frĂ©quence de « stop Â» de la plage de mesure, c’est-Ă -dire : .

Lorsque la longueur du calibre Line devient impraticable car devenant excessive aux faibles radiofrĂ©quences, alors on utilise un calibre « Match Â» Ă  la place d’un calibre Line.  Le calibrage prend alors l’appellation « TRM Â», c’est-Ă -dire Thru-Reflect-Match.  Le calibre « Match Â» est tout simplement une charge Ă©talon et Ă  large bande.

Le calibrage « TRL Â» rĂ©alise les mesures et les calculs des douze facteurs de correction d’une façon similaire au calibrage « SOLT Â» (dix facteurs en omettant l’isolation) mais toutefois avec d’autres calibres et d’autres algorithmes de calcul.  Le calibrage « TRL Â» a deux variantes :

  • « True TRL Â» Calibration: ce calibrage nĂ©cessite un analyseur de rĂ©seau vectoriel qui dispose de quatre rĂ©cepteurs de mesure (voir figure 65) ;
  • « TRL* Â» Calibration: ce calibrage a Ă©tĂ© mis au point pour les analyseurs de rĂ©seaux vectoriels qui ne disposent que de trois rĂ©cepteurs de mesure (voir figure 64).

Two-Port Calibration Â« LRL Â» Line-Reflect-Line

Ce type de calibrage est une variante du « TRL Â».  Lorsqu’il n’est pas possible d’établir une connexion directe entre les deux ports de mesure de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel (Thru Zero Length), on doit alors insĂ©rer un calibre Thru dont l’impĂ©dance et la longueur d’onde Ă©lectrique sont parfaitement connues.  Par extension, le calibre Thru peut ĂȘtre substituĂ© Ă  un calibre Line d’une longueur d’onde Ă©lectrique diffĂ©rente de celle du vĂ©ritable calibre Line qui est utilisĂ© dans la suite du calibrage.  Pour des plages de mesures qui dĂ©butent Ă  des radiofrĂ©quences de faibles valeurs, le calibre Line peut ĂȘtre substituĂ© par un calibre « Match Â» (charge Ă©talon).  Dans ce cas, le calibrage prend l’appellation « LRM Â» : Load-Reflect-Match.

Calibres utilisateurs pour calibrages « TRL Â», « TRM Â», « LRL Â» et « LRM Â» :

Ces calibres peuvent ĂȘtre fabriquĂ©s par l’utilisateur, en particulier pour des dispositifs sous test qui sont raccordĂ© par l’intermĂ©diaire de ligne micro-ruban.  Il suffit de rĂ©aliser avec soin quelques lignes de transmission de diffĂ©rentes longueurs dont on peut parfaitement caractĂ©riser l’impĂ©dance et la longueur d’onde Ă©lectrique.

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Fig. 144 : Principe de fabrication d’un kit de calibrage « TRL Â» avec lignes micro-rubans sur circuit imprimĂ©.  Source : Copper Mountain Technologies, Fabricating and Using  a PCB-Based TRL Pattern with a CMT VNA ; July 2016.

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Fig. 145 : RĂ©alisation pratique d’un kit de calibrage « TRL Â» avec lignes micro-rubans sur circuit imprimĂ©.  Source : Copper Mountain Technologies, Fabricating and Using  a PCB-Based TRL Pattern with a CMT VNA ; July 2016.

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Fig. 146 : Kit de calibrage « TRL Â» (lignes micro-rubans) avec calibres Short, Open, Load, Thru, et deux calibres Line de longueurs diffĂ©rentes.  Source :  Corporate Headquarters 6024 Silver Creek Valley Road, San Jose, CA 95138 USA ; Application Note AN-874, Using the TRL Calibration Board for the F0480 Matched Broadband RF VGA.

Kits de calibrage « TRL Â» pour lignes coaxiales :

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Fig. 147 : Kit de calibrage « TRL Â» APC7 HP 85050C.  Source : Wisconsin Parts Database.

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Fig. 148 : Kit de calibrage « TRL Â» APC 3.5 HP 85052C.  Source : Axiom Test Equipment 2610 Commerce Way Vista, CA 92081 USA.

Exemple de calibrage « TRL Â» pour un dispositif sous test avec raccordements par guides d’ondes :

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Fig. 149 : À l’arriĂšre-plan de gauche Ă  droite, adaptateur coaxial / guide d’onde, APC 2.4 / WR28 (26,5 GHz – 40 GHz) HP R281A, calibre Line de 5 cm HP R896B, adaptateur HP R281A.  À l’avant plan, Ă  gauche : calibre de « court-circuit Â» WR28, Ă  droite : tranche de guide d’onde WR28 (Shim) dont l’épaisseur de 2,99 mm correspond Ă  λ/4 pour une frĂ©quence moyenne de la bande Ka.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 150 : Calibrage « Thru Â» oĂč les deux brides des adaptateurs guide d’onde sont placĂ©es bout Ă  bout.  La longueur du « Thru Â» est ici strictement zĂ©ro.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 151 : Calibrage « Reflect Â» au moyen d’un « court-circuit Â» formĂ© d’un obturateur plan et massif venant coiffer la bride de l’adaptateur coax/guide d’onde.  Ce calibre est placĂ© sur chacun des deux ports de mesure pour rĂ©aliser le calibrage des deux ports de mesure de l’analyseur.  Photo ON4IJ.

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Fig. 152 : Calibrage « Line Â» ; une entretoise guide d’onde (Shim) dont l’épaisseur de 2,9 mm reprĂ©sente une longueur d’onde Ă©lectrique de λ/4 est intercalĂ©e entre les deux brides guide d’onde des adaptateurs.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 153 : VĂ©rification du calibrage « TRL Â» avec un calibre de segment de guide d’onde de 5 cm de longueur.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 154 : Idem figure prĂ©cĂ©dente, mais avec un calibre de segment de guide d’onde de 10 cm de longueur.  Photo ON4IJ.

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Fig. 155 : Dispositif sous test placĂ© entre les deux adaptateurs coax/guide d’onde.  Il s’agit ici d’un filtre passe-bande equi-ripple Ă  6 sections dont la bande passante est de 50 MHz et qui est centrĂ©e sur une frĂ©quence de 31,025 GHz.  Photo : ON4IJ.

Il existe encore d’autres types de calibrage mais ceux-ci deviennent pointus et sont souvent liĂ©s aux spĂ©cificitĂ©s de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel et des algorithmes des calibrages qui peuvent ĂȘtre sĂ©lectionnĂ©s dans les menus de l’appareil.  On pourra trouver par exemple des calibrages du type « Offset Short Â», etc. et qui parfois sont particuliers aux guides d’ondes.

Comment effectuer le calibrage d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel lorsqu’on doit caractĂ©riser un dispositif sous test non insĂ©rable ?

Un dispositif sous test qui est non insĂ©rable est constituĂ© de deux ports (entrĂ©e et sortie) qui sont Ă©quipĂ©s de connecteurs du mĂȘme genre (deux connecteurs femelles ou deux connecteurs mĂąles) ou bien de connecteurs de type diffĂ©rents (par exemple un connecteur Type N Ă  l’entrĂ©e et un connecteur SMA Ă  la sortie).  Dans ce cas de figure, les cĂąbles de mesure doivent ĂȘtre Ă©quipĂ©s de connecteurs qui permettent le raccordement du dispositif sous test aussi bien Ă  son entrĂ©e qu’à sa sortie.  Jusqu’ici tout va bien, mais que faire lors de la procĂ©dure de calibrage oĂč l’on doit Ă  un moment donnĂ© raccorder les deux cĂąbles de mesure entre eux afin de rĂ©aliser l’étape « Thru Â» ?  On se retrouve dans la situation oĂč on ne peut pas directement raccorder les deux cĂąbles de mesure ensemble lĂ -oĂč se situent les plans de rĂ©fĂ©rence pour effectuer les mesures.  C’est la raison pour laquelle le dispositif sous test est appelĂ© « non insĂ©rable Â».

Dans ce cas de figure, une façon de raccorder les cĂąbles de mesure entre eux est d’ajouter un adaptateur en « I Â» mais cela a pour consĂ©quence un accroissement de la longueur de la ligne de transmission constituĂ©e par les cĂąbles de mesure avec cet adaptateur en « I Â».  Il y a donc un dĂ©placement des plans de rĂ©fĂ©rence entre le calibrage et la mesure aprĂšs calibrage car un adaptateur en « I Â» n’est pas un « Zero Lenght Thru Â».

Cette façon de procĂ©der est satisfaisante s’il y a peu d’exigences sur la prĂ©cision des mesures ou bien si l’on effectue des mesures sur une plage de radiofrĂ©quences de faibles valeurs oĂč la longueur du Thru devient insignifiante vis-Ă -vis de la longueur d’onde Ă  la frĂ©quence de mesure.

MĂ©thodes de calibrage pour caractĂ©riser un dispositif sous test non insĂ©rable :

Utilisation d’un adaptateur Thru caractĂ©risĂ© :

Lors d’un calibrage « SOLT Â» Full Two-Port, on peut utiliser un calibre Thru constituĂ© d’un adaptateur en « I Â» et dont on connait parfaitement la longueur d’onde Ă©lectrique et la perte d’insertion.  Toutefois, cet adaptateur doit ĂȘtre de haute qualitĂ© (Metrology Grade), c’est-Ă -dire qu’il doit avoir une impĂ©dance parfaite ou, autrement dit, que le SWR intrinsĂšque de l’adaptateur soit extrĂȘmement faible.  En effet, les rĂ©flexions d’ondes amenĂ©es par l’adaptateur ne peuvent pas ĂȘtre corrigĂ©es.  Lorsqu’on utilise un tel adaptateur lors du calibrage, on doit encoder ses caractĂ©ristiques dans les dĂ©finitions du kit de calibrage qui sont mĂ©morisĂ©es dans l’analyseur de rĂ©seau vectoriel.  On peut ainsi dĂ©finir un kit de calibrage utilisateur oĂč les dĂ©finitions des calibres Short, Open et Load sont recopiĂ©es et oĂč l’on encode les caractĂ©ristiques de l’adaptateur en « I Â» pour le calibre Thru.

Calibrage avec Ă©change d’adaptateurs de mĂȘme longueur d’onde Ă©lectrique (Swapping Equal Adapters) :

Ce type de calibrage est particuliĂšrement utile lorsque le dispositif sous test est Ă©quipĂ© du mĂȘme type de connecteurs et du mĂȘme genre, par exemple deux connecteurs Type N femelles ou bien deux connecteurs SMA femelles ou bien deux BNC femelles.

Dans nos applications radioamateur, c’est gĂ©nĂ©ralement cette situation que l’on rencontre pour caractĂ©riser un filtre, un prĂ©amplificateur d’antenne, une cavitĂ©, un duplexeur, un circulateur, un coupleur hybride, un diviseur de puissance, un sĂ©parateur de puissance, un coupleur d’antennes, un attĂ©nuateur variable, un DC-Block, un relais coaxial, un interrupteur coaxial, un Transfer Switch, un cĂąble coaxial de raccordement entre un transceiver et un linĂ©aire, une grande longueur de cĂąble coaxial qui est destinĂ© Ă  devenir un feeder d’antenne, etc.  Tous ces dispositifs sont gĂ©nĂ©ralement Ă©quipĂ©s du mĂȘme type de connecteurs et du mĂȘme genre.

Note : il est parfois trĂšs utile de vĂ©rifier des cĂąbles coax sur un analyseur de rĂ©seau vectoriel car c’est lĂ  que l’on voit si les connecteurs ont Ă©tĂ© soigneusement assemblĂ©s sur les extrĂ©mitĂ©s du cĂąble, en particulier lorsqu’on sollicite mĂ©caniquement le cĂąble coax Ă  la sortie du connecteur par de lĂ©gĂšres flexions ou torsions : la moindre imperfection d’assemblage se manifeste alors par des sauts et des disruptions brusques dans les courbes de rĂ©ponses S21 et S11 ; « cela ne pardonne pas ! Â».  Si un connecteur a Ă©tĂ© assemblĂ© sans respecter scrupuleusement les longueurs pour dĂ©nuder le cĂąble, alors vous verrez apparaĂźtre des disruptions ou des Ă©chancrures dans les courbes de rĂ©ponse qui peuvent atteindre plusieurs dB.  Ce serait dommage que votre feeder d’antenne soit altĂ©rĂ© d’une importante attĂ©nuation tout juste Ă  la frĂ©quence de travail de votre station.  Croyez-moi, c’est du vĂ©cu par exemple dans des cĂąbles de raccordement Type N / SMB en cĂąble RG 316/U entre le connecteur d’antenne (Type N) et l’entrĂ©e d’un bloc HF (SMB) d’émetteurs/rĂ©cepteurs industriels.

Le calibrage avec Ă©change d’adaptateurs nĂ©cessite que ceux-ci soient de grande prĂ©cision, parfaitement appariĂ©s en longueur d’onde Ă©lectrique, et de mĂȘme performance (SWR, perte d’insertion, etc.).  La seule diffĂ©rence entre ces adaptateurs est le genre du connecteur qui va ĂȘtre raccordĂ© au dispositif sous test et celui qui va permettre d’établir la connexion Thru.  Voici deux exemples : le premier avec des adaptateurs APC7/Type N, le deuxiĂšme avec des adaptateurs Type N/Type N.

Premier exemple avec adaptateurs APC7/Type N :

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Fig. 156 : Calibrage « SOLT Â» 1Ăšre partie S11 Short-Open-Load avec adaptateur APC7/Type N mĂąle sur le 1er port de mesure.  Le dispositif sous test est non insĂ©rable avec deux connecteurs Type N femelles.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 157 : Calibrage « SOLT Â» 2Ăšme partie S22 Short-Open-Load avec adaptateur APC7/Type N mĂąle sur le 2Ăšme port de mesure.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 158 : Calibrage « SOLT Â» 3Ăšme partie S21 et S12 Thru oĂč l’adaptateur a Ă©tĂ© changĂ© par un modĂšle APC7/Type N femelle sur le 2Ăšme port de mesure.  Les deux cĂąbles de mesure peuvent ĂȘtre connectĂ©s ensemble.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 159 : Insertion du dispositif sous test oĂč l’adaptateur APC7/Type N mĂąle a Ă©tĂ© replacĂ© sur le 2Ăšme port de mesure.  Photo : ON4IJ.

DeuxiĂšme exemple avec adaptateurs Type N/Type N :

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Fig. 160 : Calibrage « SOLT Â» 1Ăšre partie S11 Short-Open-Load directement sur le connecteur Type N mĂąle sur le 1er port de mesure.  Le dispositif sous test est non insĂ©rable avec deux connecteurs Type N femelles.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 161 : Calibrage « SOLT Â» 2Ăšme partie S22 Short-Open-Load sur le 2Ăšme port de mesure oĂč a Ă©tĂ© placĂ© un adaptateur Type N mĂąle/Type N femelle dont la longueur d’onde Ă©lectrique correspond Ă  celle du calibre Thru qui sera utilisĂ© dans la 3Ăšme partie du calibrage.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 162 : Calibrage « SOLT Â» 3Ăšme partie S21 et S12 Thru oĂč l’adaptateur Type N mĂąle/Type N femelle a Ă©tĂ© changĂ© par un modĂšle Type N femelle/Type N femelle de la mĂȘme longueur d’onde Ă©lectrique.  Les deux cĂąbles de mesure peuvent ĂȘtre connectĂ©s ensemble.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 163 : Insertion du dispositif sous test oĂč l’adaptateur Type N mĂąle/Type N femelle a Ă©tĂ© replacĂ© sur le 2Ăšme port de mesure.  Photo : ON4IJ.

Remarque importante : dans la pratique rĂ©elle du calibrage par Ă©change d’adaptateurs, la procĂ©dure « SOLT Â» doit commencer par l’étape « Thru Â» et ĂȘtre suive par les Ă©tapes « Open-Short-Load Â».  On pourrait renommer ce calibrage par l’appellation « TSOL Â».  La raison de procĂ©der dans cet ordre est simple : l’échange des adaptateurs s’effectue une seule fois et non pas deux fois.
Calibrage avec suppression d’adaptateur (Adapter Removal Calibration) :

Ce type de calibrage est le plus complet et offre la plus grande prĂ©cision dans les mesures sur les dispositifs non insĂ©rables.  Mais il faut que le firmware de votre analyseur de rĂ©seau vectoriel soit prĂ©vu pour supporter ce type de procĂ©dure de calibrage (ce qui est le cas pour les appareils HP 8753, HP 8720 et HP 8510).  Dans cette mĂ©thode de calibrage, on utilise un adaptateur en « I Â» (Thru) qui a exactement les mĂȘmes connecteurs que ceux du dispositif sous test.  Par exemple, pour un dispositif sous test Ă©quipĂ© de deux connecteurs Type N femelles, on utilisera un adaptateur en « I Â» Type N femelle/Type N femelle que l’on appellera « adaptateur de calibrage Â».  La longueur d’onde Ă©lectrique de l’adaptateur de calibrage doit ĂȘtre connue avec une prĂ©cision qui doit se situer en deçà d’un quart d’onde pour la frĂ©quence la plus Ă©levĂ©e de la plage de mesure.  Cette longueur d’onde Ă©lectrique doit ĂȘtre encodĂ©e dans l’analyseur, gĂ©nĂ©ralement sous le format d’un dĂ©lai de groupe exprimĂ© en picosecondes.

Dans le cas de figure oĂč le dispositif sous test est Ă©quipĂ© de connecteurs de types diffĂ©rents, par exemple un connecteur Type N et un connecteur SMA, l’adaptateur de calibrage sera donc du type « I Â» Type N/SMA dont la longueur d’onde Ă©lectrique devra ĂȘtre encodĂ©e dans l’analyseur.  Dans ce cas de figure, on devra utiliser deux kits de calibrage : un kit Type N et un kit SMA.  Il en est de mĂȘme pour les dispositifs sous test qui sont Ă©quipĂ© Ă  un 1er port d’un raccordement par connecteur coaxial et Ă  un 2Ăšme port d’un raccordement par guide d’onde (par exemple des prĂ©amplificateurs ou convertisseurs d’antenne paraboliques, LNA, LNB, LNC).  Dans ce cas, l’adaptateur de calibrage sera du type coax/guide d’onde (Waveguide-to-Coax Adapter).

ProcĂ©dure : pour un calibrage avec suppression d’adaptateur, il faut rĂ©aliser deux calibrages Full Two-Port.

Pour le premier calibrage, on place l’adaptateur de calibrage sur le deuxiĂšme port de mesure et on procĂšde Ă  un calibrage « SOLT Â» Full Two-Port ; les rĂ©sultats sont enregistrĂ©s dans un premier registre de mĂ©moire (Cal Set 1).

Pour le deuxiĂšme calibrage, on place l’adaptateur de calibrage sur le premier port de mesure et on procĂšde Ă  un calibrage « SOLT Â» ; les rĂ©sultats sont enregistrĂ©s dans un deuxiĂšme registre de mĂ©moire (Cal Set 2).

Pour terminer le calibrage avec suppression d’adaptateur, un algorithme de l’analyseur prend les donnĂ©es enregistrĂ©es dans les deux registres de mĂ©moire et calcule un nouveau jeu de facteurs de correction qui a la particularitĂ© d’éliminer tous les effets qui ont Ă©tĂ© amenĂ©s par l’adaptateur de calibrage.  Pour rĂ©aliser ce calcul, l’utilisateur presse une succession de touches de fonction :

[CAL] [MORE] [MODIFY CAL SET] [ADAPTER REMOVAL].  Ensuite on enlĂšve l’adaptateur de calibrage et on raccorde le dispositif sous test pour directement effectuer les mesures.

Dans le cas oĂč le dispositif sous test est du type coax/guide d’onde, le calibrage du cĂŽtĂ© coax sera du type « SOLT Â» et celui du cĂŽtĂ© guide d’onde peut ĂȘtre d’un autre type, par exemple « Offset Short Â», etc.

Comment dĂ©terminer la longueur d’onde Ă©lectrique d’un adaptateur de calibrage ?

Cette mesure consiste Ă  mesurer le dĂ©lai de groupe de cet adaptateur.  On commence par effectuer le calibrage d’un seul port de mesure (S11 One-Port Cal), mĂ©thode « SOL Â».  Le port de mesure doit ĂȘtre calibrĂ© dans des conditions oĂč le connecteur du port de mesure peut directement accueillir celui de l’adaptateur de calibrage.  Ensuite l’adaptateur de calibrage est raccordĂ© au port de mesure et on place un calibre de court-circuit Ă  son autre extrĂ©mitĂ©.  On procĂšde ensuite Ă  la mesure du dĂ©lai de groupe de l’adaptateur de calibrage en sĂ©lectionnant la fonction [PHASE], [RESPONSE MENU], [ELECTRICAL DELAY], ensuite on agit sur le rĂ©glage du dĂ©lai [REFERENCE VALUE] jusqu’à obtenir une trace centrĂ©e sur l’écran.  La lecture du rĂ©sultat sur l’analyseur reprĂ©sente le double du dĂ©lai de groupe de l’adaptateur (onde rĂ©flĂ©chie aller-retour).  Il suffit de diviser par deux la lecture du dĂ©lai pour obtenir celui de l’adaptateur de calibrage.

Calibrage « Unknown Thru Â», « SOLR Â» Short-Open-Load-Reciprocal Thru :

Ce type de calibrage est un dĂ©rivĂ© des mĂ©thodes « SOLT Â» et « TRL Â».  L’appellation « Reciprocal Thru Â» signifie que les caractĂ©ristiques de transmission S21 et S12 sont identiques (S21 = S12).  D’une façon implicite, le Reciprocal Thru doit avoir les mĂȘmes caractĂ©ristiques d’impĂ©dance Ă  ses deux extrĂ©mitĂ©s (S11 = S22).  Tous les analyseurs de rĂ©seaux vectoriels ne sont pas dotĂ©s des algorithmes de calcul pour ce type de calibrage mais il est possible d’exporter les donnĂ©es des mesures rĂ©alisĂ©es lors du calibrage vers un ordinateur qui calcule les facteurs de correction.  Ceux-ci sont ensuite importĂ©s vers l’analyseur pour effectuer les corrections nĂ©cessaires lors des mesures.

Lors d’un calibrage « SOLT Â», le Thru doit ĂȘtre idĂ©alement un « Zero Lenght Thru Â», mais cela n’est pas rĂ©alisable quand on doit caractĂ©riser un dispositif non insĂ©rable.  Dans ce cas on est bien obligĂ© de recourir Ă  un adaptateur en « I Â» dont on peut caractĂ©riser son dĂ©lai de groupe et sa perte d’insertion.  Ces deux caractĂ©ristiques peuvent ĂȘtre encodĂ©es dans l’analyseur de rĂ©seau vectoriel pour qu’elles soient soustraites lors de l’étape « Thru Â» du calibrage « SOLT Â» sous condition que l’adaptateur Thru soit de haute qualitĂ© (Metrology Grade).  À titre d’exemple, le dĂ©lai de groupe de l’adaptateur peut ĂȘtre soustrait en utilisant la fonction « extension des ports de mesure Â» (Port Extension) : tout se passe comme si l’on utilisait un « Line Stretcher Â» (ligne coaxiale Ă©tirable) ; rappelez-vous son utilisation qui a Ă©tĂ© dĂ©crite page 31 Ă  propos des premiers Transmission Test Set et Reflection Test Set utilisĂ©s avec l’analyseur HP 8410 et rappelez-vous la description de la matrice S’ (page 20) exprimant le dĂ©phasage amenĂ© par un segment de ligne de transmission.

En revanche en ce qui concerne les imperfections d’adaptation d’impĂ©dance de l’adaptateur Thru vis-Ă -vis des ports de mesure (Load Port Match), ces imperfections ne peuvent pas ĂȘtre compensĂ©es dans le cadre d’un calibrage « SOLT Â» Ă  l’étape « Thru Â».  Ces imperfections se manifestent lors des mesures sur le dispositif sous test : on le constate sur les courbes de rĂ©ponse par des ondulations parasites (Ripple).

Le calibrage « Unknown Thru Â» « SOLR Â» est effectuĂ© d’une maniĂšre similaire au calibrage « SOLT Â» en ce qui concerne les Ă©tapes « SOL Â».  Le « Unknown Thru Â» est ensuite mesurĂ© par l’analyseur Â».  Il y a une Ă©tape supplĂ©mentaire qui consiste Ă  encoder dans l’analyseur le dĂ©phasage amenĂ© par le « Unknown Thru Â» sous le format d’un dĂ©lai de groupe.  La longueur d’onde Ă©lectrique du « Thru Â» doit ĂȘtre connue avec une prĂ©cision qui se situe en deçà d’un quart d’onde Ă  la frĂ©quence la plus Ă©levĂ©e de la mesure.  L’algorithme de calibrage tient compte de ces caractĂ©ristiques Ă  l’étape « Thru Â».  Un avantage de cette mĂ©thode est que le « Thru Â» peut ĂȘtre Ă©quipĂ© de n’importe quels connecteurs et il y a ni contrainte de longueur ni de forme sur le « Thru Â».

Ce type de calibrage convient donc pour les mesures de dispositifs non insĂ©rables ou ceux dont les connecteurs sont Ă©loignĂ©s l’un de l’autre ou encore oĂč les connecteurs ne sont pas alignĂ©s dans le mĂȘme axe.  On utilise dans ce cas des « Unknown Thru Â» dont la longueur et la forme (parfois en forme de « L Â») est calquĂ©e sur le chemin pour relier les positions des connecteurs du dispositif sous test.

On peut se demander d’oĂč vient la raison de se compliquer la vie Ă  ce point en ce qui concerne la longueur et la forme d’un « Unknown Thru Â».  L’explication est purement technologique : lorsque l’on doit faire subir Ă  un cĂąble de mesure un mouvement de courbure pour dĂ©placer l’extrĂ©mitĂ© de celui-ci, on constate des diffĂ©rences de phase comme si ce cĂąble Ă©tait rallongĂ© ou raccourci par les effets de la diffĂ©rence de courbure.  Ce phĂ©nomĂšne devient critique aux microondes.  L’utilisation d’un « Unknown Thru Â» de dimension et d’une forme appropriĂ©e permet de rĂ©aliser le calibrage avec les cĂąbles de mesure dans une position identique Ă  celle qui existera lors du raccordement du dispositif sous test.

Il y aurait encore beaucoup Ă  dire sur les calibrages des analyseurs de rĂ©seaux vectoriels (par exemple le calibrage Offset Short, Multiple Offset Short, Multiple Line Length, le calibrage avec un bolomĂštre Power Meter, etc.) : le sujet est vaste et il existe de nombreuses publications dĂ©diĂ©es Ă  ce sujet.  Nous ne pouvons pas tout expliquer dans le cadre de cet article, en revanche les diffĂ©rentes mĂ©thodes qui ont Ă©tĂ© dĂ©crites peuvent vous donner un aperçu reprĂ©sentatif de cette science.  Nous examinerons cependant le calibrage avec un bolomĂštre Power Meter, lorsque nous dĂ©crirons plus loin les mesures de compression de 1 dB de gain d’un prĂ©amplificateur sous test.

Un analyseur de rĂ©seau vectoriel est-il capable de caractĂ©riser le comportement non linĂ©aire d’un dispositif sous test ?

Jusqu’à prĂ©sent tous les exemples des mesures qui ont Ă©tĂ© dĂ©crites ci-dessus s’appliquent Ă  des dispositifs sous test qui ont un comportement linĂ©aire, c’est-Ă -dire que le signal rĂ©coltĂ© Ă  la sortie de ces dispositifs sous test Ă  deux ports ne subit aucune distorsion.  Cela peut paraĂźtre comme une Ă©vidence sur des circuits Ă©lectroniques passifs (filtres, attĂ©nuateurs, etc.) mais ce n’est pas toujours le cas.  Par exemple un circulateur n’est pas exempt de dĂ©fauts de linĂ©aritĂ© : il y a un risque de production d’harmoniques.  Lorsque le dispositif sous test est constituĂ© d’un circuit Ă©lectronique actif, il y a un risque plus Ă©vident de prĂ©sence de distorsions sur le signal rĂ©coltĂ© Ă  la sortie.  Les radioamateurs sont bien conscients qu’il y a lieu de faire fonctionner un circuit actif dans sa rĂ©gion linĂ©aire mais comment dĂ©terminer la plage linĂ©aire de ce dispositif ?  Examinons les mesures dans les rĂ©gions linĂ©aires et non linĂ©aires

ATTENTION !!!

LORSQU’ON MESURE UN CIRCUIT ACTIF SUR UN ANALYSEUR DE RÉSEAU VECTORIEL ON NE DOIT JAMAIS DÉPASSER LE NIVEAU D’AMPLITUDE MAXIMALE ADMISSIBLE À L’ENTRÉE DES RÉCEPTEURS DE MESURE. 

NE JAMAIS DÉPASSER LE NIVEAU D’AMPLITUDE MAXIMALE ADMISSIBLE À L’ENTRÉE DU CIRCUIT ACTIF.

BIEN RÉGLER LE NIVEAU D’AMPLITUDE PRÉSENT AU PORT 1 DE SORTIE DU TEST SET.  BIEN RÉGLER L’ATTÉNUATEUR DU PORT 1 QUI STIMULE LE CIRCUIT ACTIF.

TENIR COMPTE DES ATTÉNUATIONS AMENÉES PAR LE TEST SET.  ATTENTION ! UN TEST SET N’EST PAS UN AUTRE : VÉRIFIER LES DONNÉES FOURNIES PAR LE CONSTRUCTEUR.

PLACER DES ATTÉNUATEURS FIXES À BON ESCIENT DIRECTEMENT APRÈS LA SORTIE DU CIRCUIT ACTIF.

BIEN TENIR COMPTE DU GAIN DU CIRCUIT ACTIF.

LE GAIN S’EXPRIME EN dB.  LE NIVEAU ABSOLU DE L’AMPLITUDE D’UN SIGNAL S’EXPRIME EN dBm.

Vous ĂȘtes bien prĂ©venus !  Un niveau excessif crĂ©e des dommages irrĂ©versibles !

Test d’un prĂ©amplificateur radiofrĂ©quence Ă  large bande :

Soit un prĂ©amplificateur HP 87405A dont la bande passante est comprise entre 10 MHz et 3 GHz et dont le gain nominal est de +24 dB.  On veut caractĂ©riser ce prĂ©amplificateur au moyen d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8753C avec un S‑Parameter Test Set HP 85046A ou HP 85047A.

Quelles prĂ©cautions faut-il prendre avant de raccorder le prĂ©amplificateur ?

Les diffĂ©rents Test Set ont les caractĂ©ristiques suivantes :

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Fig. 164 : CaractĂ©ristiques de niveau de puissance et d’attĂ©nuation des S-Parameter Test Set HP 85046A et HP 85047A.  Source : HP Agilent Keysight, brochure de caractĂ©ristiques HP 85046/7A.

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Lorsqu’on prĂ©voit le raccordement d’un circuit actif sur un analyseur de rĂ©seau vectoriel, la bonne connaissance du niveau d’amplitude est vitale depuis l’entrĂ©e radiofrĂ©quence du Test Set jusqu’aux ports de mesure.  Il y a donc lieu d’examiner le parcours du signal Ă  travers le Test Set et de bien relever les diffĂ©rentes attĂ©nuations sur ce parcours car celles-ci ne sont pas les mĂȘmes selon la configuration du systĂšme.  Ensuite, il faut bien connaĂźtre les paramĂštres de niveau d’amplitude de la source de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel lui-mĂȘme.

Prenons l’exemple d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8753C et relevons les paramĂštres importants qui sont relatifs aux niveaux des amplitudes des signaux.

  • Plage du niveau d’amplitude de la source du signal : de +20 dBm Ă  -5 dBm ;
  • Plage du niveau d’amplitude acceptĂ©e par les rĂ©cepteurs de mesure :
    • Canal R : de 0 dBm Ă  -35 dBm ;
    • Canal A ou B : de 0 dBm Ă  -100 dBm.
    • Remarque: la meilleure prĂ©cision de mesure est atteinte lorsque le niveau d’amplitude se situe en dessous de -10 dBm.

Pour l’analyseur de rĂ©seau vectoriel que vous avez Ă  votre QRA et que vous utilisez, il faut impĂ©rativement se renseigner sur les paramĂštres des niveaux d’amplitudes en allant lire attentivement le manuel de votre appareil.

Le prĂ©amplificateur HP 87405A que nous voulons tester a un gain annoncĂ© de +24 dB.  Pour caractĂ©riser ce prĂ©amplificateur dans des conditions de petits signaux, c’est-Ă -dire dans sa rĂ©gion linĂ©aire, il faut connaitre le niveau d’amplitude maximale que nous pouvons lui injecter Ă  son entrĂ©e.  Pour cela, nous avons un point de repĂšre qui est la caractĂ©ristique du niveau de compression de gain de 1 dB pour ce prĂ©amplificateur, c’est-Ă -dire le dĂ©but de sa rĂ©gion non linĂ©aire.  Le constructeur nous indique un niveau de +4 dBm Ă  la sortie pour une compression de 1 dB.  Comme le gain est de +24 dB, le niveau dĂ©sirĂ© Ă  l’entrĂ©e devra ĂȘtre situĂ© en dessous de +4 dBm – 24 dB = -20 dBm.  Prenons une marge de sĂ©curitĂ© de -10 dB en dessous du niveau de -20 dBm pour caractĂ©riser le prĂ©amplificateur bien en deçà de son niveau de compression de 1 dB et nous arrivons Ă  un niveau de signal maximum dĂ©sirĂ© Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur de ‑20 dBm – 10 dB = -30 dBm.

ProcĂ©dure du paramĂ©trage de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel :

Le niveau d’amplitude de sortie de la source de l’analyseur HP 8753C est par dĂ©faut (Preset) mis Ă  une valeur de 0 dBm.  Prenons le cas de figure d’un S-Parameter Test Set HP 85047A : l’attĂ©nuation entre l’entrĂ©e radiofrĂ©quence et le Port 1 de mesure lors d’une utilisation dans la gamme de 3 GHz est de -3 dB.  Cela veut dire que par dĂ©faut, on aura un niveau d’amplitude au Port 1 de -3 dBm ; c’est beaucoup trop pour l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur.  C’est la raison pour laquelle on va devoir agir sur le rĂ©glage de l’attĂ©nuateur variable (par pas de 0 dB Ă  -70 dB) pour pouvoir diminuer le niveau du signal au Port 1.  Sur l’analyseur HP 8753C (qui pilote automatiquement le Test Set HP 85047A), on active la touche de fonction [ATTENUATOR PORT 1] et on rĂšgle l’attĂ©nuation Ă  une valeur de -30 dB.  Cela va donc diminuer le niveau du signal au Port 1 Ă  une valeur de -3 dBm – 30 dB = -33 dBm, ce qui est parfait pour ĂȘtre appliquĂ© Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur que nous voulons mettre sous test.

Examinons Ă  prĂ©sent le niveau du signal qui va ĂȘtre reçu par le Port 2 de l’analyseur.  Comme le gain du prĂ©amplificateur sous test est de +24 dB et que le niveau du signal injectĂ© Ă  son entrĂ©e est de -33 dBm, nous aurons dans ces conditions Ă  l’entrĂ©e du Port 2 un signal d’un niveau de -33 dBm + 24 dB = -9 dBm.  Comme l’attĂ©nuation du Test Set HP 85047A entre le Port 2 et l’entrĂ©e B de l’analyseur est de -16 dB, on aura un niveau de signal Ă  l’entrĂ©e B de l’analyseur d’une valeur de :

-9 dBm – 16 dB = ‑25 dBm.  Dans ces conditions, le niveau de -25 dBm prĂ©sent Ă  l’entrĂ©e B Ă©tant donc en dessous de -10 dBm, on se situe dans la plage de mesure donnant le maximum de prĂ©cision.

Toutefois avant de raccorder le prĂ©amplificateur sur l’analyseur, nous allons anticiper le calcul des niveaux des signaux qui seront prĂ©sents lors des mesures de compression 1 dB du prĂ©amplificateur sous test (gain +24 dB, compression 1 dB pour une sortie de +4 dBm), c’est-Ă -dire lors des mesures dans une rĂ©gion non linĂ©aire du prĂ©amplificateur.  Au Port 1, le niveau de -33 dBm (obtenu avec une attĂ©nuation de ‑30 dB au Port 1) devra ĂȘtre portĂ© Ă  -20 dBm, soit une augmentation de :

-20 dBm – (-33 dBm) = +13 dB.  On devra donc rĂ©duire l’attĂ©nuation au Port 1 qui Ă©tait de -30 dB Ă  une valeur de -30 dB + 13 dB = -17 dB.  Or l’incrĂ©ment le plus petit de l’attĂ©nuateur au Port 1 est de 10 dB (de 0 dB Ă  -70 dB) ; on choisira donc une attĂ©nuation de -20 dB Ă  la place de -17 dB, ce qui correspond Ă  une diminution d’attĂ©nuation de 10 dB (cĂ d. -30 dB – (-20 dB).  Le niveau du signal au Port 1 sera alors de 0 dBm – 3 dB – 20 dB = -23 dBm, c’est-Ă -dire le niveau de la source moins l’attĂ©nuation entre celle-ci et le Port 1 (-3 dB) moins l’attĂ©nuation au Port 1 (-20 dB).  Pour obtenir un niveau de -20 dBm au Port 1, on devra donc augmenter le niveau de la source de 0 dBm jusqu’à une valeur de +3 dBm.  Examinons ce qui se produit Ă  l’entrĂ©e B de l’analyseur avec cette augmentation de +13 dB (diminution d’attĂ©nuation de +10 dB et augmentation de la source de +3 dB) : le niveau prĂ©sent Ă  l’entrĂ©e B qui Ă©tait de ‑25 dBm va donc passer Ă  un niveau de -25 dBm + 13 dB = -12 dBm.  Nous sommes toujours dans les conditions de mesures optimales donnant le maximum de prĂ©cision, c’est-Ă -dire en dessous de -10 dBm.

Par mesures de sĂ©curitĂ©, nous allons placer un attĂ©nuateur fixe de -20 dB directement Ă  la sortie du prĂ©amplificateur sous test.  En effet, si le niveau de compression 1 dB du prĂ©amplificateur sous test a lieu pour un niveau plus Ă©levĂ© que + 4 dBm Ă  sa sortie, le niveau du signal Ă  l’entrĂ©e B de l’analyseur risque d’ĂȘtre plus Ă©levĂ© que -12 dBm et risque donc d’outrepasser le niveau de -10 dBm pour lequel on a un maximum de prĂ©cision de mesure.  Cette prĂ©caution de sĂ©curitĂ© nous mettra aussi Ă  l’abri du risque de dĂ©passer le niveau d’amplitude maximale admissible aux entrĂ©es des rĂ©cepteurs de mesure de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel.

Avec un attĂ©nuateur fixe de -20 dB directement raccordĂ© Ă  la sortie du prĂ©amplificateur sous test, on aura un niveau de signal prĂ©sent Ă  l’entrĂ©e B de l’analyseur de :

-25 dBm – 20 dB = -45 dBm pour les mesures en petits signaux et,

-12 dBm – 20 dB = -32 dBm pour les mesures du point de 1 dB de compression.

Ces niveaux de signaux de -45 dBm et de -32 dBm sont tout-Ă -fait compatibles avec la plage de mesure des rĂ©cepteurs de l’analyseur qui est comprise entre -100 dBm et 0 dBm (-10 dBm pour une prĂ©cision maximale).

Si vous devez un jour caractĂ©riser un amplificateur de +40 dB de gain (ce qui est une valeur trĂšs Ă©levĂ©e de gain), soyez particuliĂšrement prudent de placer un attĂ©nuateur fixe directement Ă  la sortie de cet amplificateur !

Pour mieux comprendre le parcours du signal, les schĂ©mas-blocs des deux figures suivantes illustrent les raccordements du prĂ©amplificateur sous test sur le S-Parameter Test Set HP 85047A (paramĂ©trĂ© sur la gamme de 3 GHz).

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Fig. 167 : SchĂ©ma-bloc de raccordement d’un prĂ©amplificateur sous test sur un S-Parameter Test Set dans le but de caractĂ©riser le prĂ©amplificateur dans des conditions de petits signaux, c’est-Ă -dire dans sa rĂ©gion linĂ©aire, bien en dessous du point de compression de 1 dB.  Le niveau de la source est de 0 dBm, l’attĂ©nuation du Port 1 est de -30 dB, le gain du prĂ©amplificateur est de +24 dB.  Un attĂ©nuateur fixe de -20 dB est placĂ© directement Ă  la sortie du prĂ©amplificateur sous test.  Le niveau au rĂ©cepteur de mesure B de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel est de -45 dBm, c’est-Ă -dire bien en dessous du niveau maximum requis pour obtenir la meilleure prĂ©cision de mesure.  Remarque : la perte d’insertion de ‑3 dB du relais coaxial s’explique par sa configuration en commutateur Ă  diodes PIN (Positive Intrinsic Negative Diode).  Graphisme ON4IJ.

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Fig. 168 : Idem que figure ci-dessus, mais pour des conditions de mesure du point de compression de 1 dB du prĂ©amplificateur sous test, c’est-Ă -dire dans sa rĂ©gion non linĂ©aire.  Le niveau de la source est de +3 dBm, l’attĂ©nuateur du Port 1 est de -20 dB et le niveau au rĂ©cepteur de mesure B est de -32 dBm.  Dans ces conditions, le niveau de l’amplitude Ă  la sortie du prĂ©amplificateur sous test est de +4 dBm, ce qui correspond Ă  son niveau de compression de 1 dB.  Graphisme ON4IJ.

Attention : avant de raccorder le prĂ©amplificateur sous test aux ports de mesure, il faut impĂ©rativement paramĂ©trer sur l’analyseur de rĂ©seau vectoriel le niveau de la source et l’attĂ©nuation du Port 1 !

Une fois que tous les paramĂštres sont rĂ©glĂ©s sur l’analyseur de rĂ©seau vectoriel pour dĂ©terminer les conditions de mesure, on procĂšde Ă  un calibrage utilisateur « SOLT Â» Full Two-Port.

Remarque importante en ce qui concerne le calibrage avec un attĂ©nuateur externe :

Si un attĂ©nuateur fixe doit ĂȘtre placĂ© Ă  la sortie du prĂ©amplificateur sous test, alors le calibrage de l’analyseur doit s’effectuer avec cet attĂ©nuateur externe raccordĂ© sur le cĂąble de mesure du Port 2.  Les calibres sont placĂ©s d’une part sur l’extrĂ©mitĂ© libre du cĂąble de mesure du Port 1 et d’autre part sur l’extrĂ©mitĂ© libre de l’attĂ©nuateur qui est raccordĂ© sur l’extrĂ©mitĂ© du cĂąble de mesure du Port 2.

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Fig. 169 : Calibrage « SOLT Â» Full Two-Port avec attĂ©nuateur fixe de -20 dB placĂ© sur le cĂąble de mesure raccordĂ© au Port 2 de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Le dispositif sous test est un prĂ©amplificateur large bande HP 87405A de +24 dB de gain.  Le dispositif est insĂ©rable car Ă©quipĂ© d’un connecteur Type N femelle Ă  l’entrĂ©e et d’un connecteur Type N mĂąle Ă  la sortie.  Le raccordement Thru s’effectue directement entre l’extrĂ©mitĂ© du premier cĂąble de mesure raccordĂ© au Port 1 de l’analyseur et l’entrĂ©e de l’attĂ©nuateur.  Toutes les non linĂ©aritĂ©s et les imperfections d’adaptation de l’attĂ©nuateur seront corrigĂ©es lors des calculs des facteurs de correction lorsque le calibrage sera accompli.

Mesures du coefficient de transmission (gain et phase) du prĂ©amplificateur sous test :

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Fig. 170 : Mesure du gain (S21) d’un prĂ©amplificateur large bande HP 87405A (10 MHz – 3 GHz).  La linĂ©aritĂ© du gain de ce prĂ©amplificateur est apprĂ©ciable.  Quatre marqueurs ont Ă©tĂ© placĂ©s aux frĂ©quences utiles des bandes des radioamateurs en VHF, UHF et SHF.  On relĂšve un gain de 23,48 dB Ă  145 MHz, de 23,25 dB Ă  435 MHz, de 22,8 dB Ă  1296 MHz et de 24,38 dB Ă  2304,5 MHz.  ClichĂ© ON4IJ.

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Fig. 171 : Idem que la figure prĂ©cĂ©dente mais avec une Ă©chelle de 5 dB par division.  Une fonction de statistique a Ă©tĂ© activĂ©e Ă  l’analyseur pour relever automatiquement l’écart maximum de gain de 2,46 dB crĂȘte Ă  crĂȘte qui a lieu entre les frĂ©quences de 160 MHz et de 2,16 GHz ; le gain moyen est de 23,43 dB.  ClichĂ© ON4IJ.

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Fig. 172 : Mesure de la phase du prĂ©amplificateur sous test.  Celle-ci est parfaitement linĂ©aire en fonction de la frĂ©quence, mais c’est la mesure du dĂ©lai de groupe (voir figure suivante) qui pourra confirmer la linĂ©aritĂ© en phase.  ClichĂ© ON4IJ.

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Fig. 173 : La mesure du dĂ©lai de groupe donne une caractĂ©ristique de linĂ©aritĂ© exemplaire avec les valeurs suivantes : 0,999 ns Ă  145 MHz, 1,114 ns Ă  435 MHz, 1,127 ns Ă  1296 MHz et 1,185 ns Ă  2304,5 MHz.  ClichĂ© ON4IJ.

Mesures du coefficient de rĂ©flexion (impĂ©dance et SWR) Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur sous test :

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Fig. 174 : Mesure des pertes de retour (S11) exprimĂ©es en dB Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur sous test.  ClichĂ© ON4IJ.

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Fig. 175 : La mesure du SWR Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur est plus parlante : 1,097 : 1 Ă  145 MHz, 1,065 : 1 Ă  435 MHz, 1,52 : 1 Ă  1296 MHz et 1,3 : 1 Ă  2304,5 MHz.  ClichĂ© ON4IJ.

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Fig. 176 : Mesure de l’impĂ©dance d’entrĂ©e (S11) du prĂ©amplificateur affichĂ©e sur l’abaque de Smith.  La figure suivante montre un agrandissement du centre de l’abaque en modifiant le facteur d’échelle de l’abaque.  ClichĂ© ON4IJ.

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Fig. 177 : Idem que la figure prĂ©cĂ©dente mais avec un facteur de zoom.  L’impĂ©dance complexe Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur est de 47,15 + j3,4 ℩ Ă  145 MHz, 53 + j0,38 ℩ Ă  435 MHz, 53,55 + j21,7 ℩ Ă  1296 MHz et 42,57 – j9,59 ℩ Ă  2304,5 MHz.  ClichĂ© ON4IJ.

Mesures du coefficient de transmission inverse (isolation) du prĂ©amplificateur sous test :

Un prĂ©amplificateur idĂ©al devrait avoir une caractĂ©ristique de transmission inverse (isolation) infinie, c’est-Ă -dire qu’aucun signal ne devrait ĂȘtre transmis en retour depuis sa sortie vers son entrĂ©e.  Toutefois un signal d’onde rĂ©flĂ©chie par la charge peut venir se prĂ©senter Ă  la sortie du prĂ©amplificateur, traverser celui-ci en sens inverse, et venir interfĂ©rer avec le signal utile qui lui est injectĂ© Ă  son entrĂ©e.  C’est la raison pour laquelle la mesure de l’isolation a toute son importance.

Comme l’isolation est relativement importante dans un prĂ©amplificateur (ou dans un amplificateur en gĂ©nĂ©ral) et qu’elle reprĂ©sente une certaine attĂ©nuation (quelques dizaines de dB), il n’y a plus besoin d’insĂ©rer un attĂ©nuateur Ă  la sortie du prĂ©amplificateur.  Cet attĂ©nuateur avait servi Ă  protĂ©ger l’entrĂ©e du Port 2 de l’analyseur lors des mesures du coefficient de transmission dans le sens direct.  Le fait d’enlever l’attĂ©nuateur permettra d’effectuer des mesures dans des bonnes conditions de plage dynamique.  Toutefois, il faudra effectuer un nouveau calibrage « SOLT Â» Full Two-Port et cette fois-ci sans attĂ©nuateur.

Attention : lorsque l’attĂ©nuateur n’est plus prĂ©sent Ă  la sortie du prĂ©amplificateur, il n’est plus question que l’analyseur de rĂ©seau vectoriel effectue une mesure de transmission directe (S21) ni une mesure du coefficient de rĂ©flexion (S11) Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur !  Vous devrez donc ĂȘtre prudent de paramĂ©trer Ă  l’avance sur l’analyseur une mesure de transmission inverse (S12) et Ă©ventuellement une mesure du coefficient de rĂ©flexion de la sortie du prĂ©amplificateur (S22) sur le deuxiĂšme canal de mesure de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Veillez aussi Ă  ne pas injecter Ă  la sortie du prĂ©amplificateur un niveau excessif de signal.  L’expĂ©rience peut montrer que ce niveau se situe en gĂ©nĂ©ral en dessous de 0 dBm ; un niveau aussi faible injectĂ© Ă  la sortie d’un circuit actif ne constitue pas un risque majeur.

Note : comme la mesure d’isolation nĂ©cessite une grande plage dynamique, il est recommandĂ© d’effectuer un calibrage « SOLT Â» Full Two-Port avec isolation en n’oubliant pas d’activer la fonction de calcul et d’affichage d’une valeur moyenne prises sur un nombre d’échantillons paramĂ©trĂ©s (Averaging).  On conseille aussi de diminuer la bande passante moyenne frĂ©quence (IF Bandwidth) de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel ; dans ce cas la vitesse de balayage en frĂ©quence Ă  l’écran sera rĂ©duite (Sweep Time)

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Fig. 178 : SchĂ©ma-bloc de raccordement d’un prĂ©amplificateur sous test sur un S-Parameter Test Set paramĂ©trĂ© pour des mesures de transmission inverse S12, c’est-Ă -dire des mesures d’isolation.  Les conditions schĂ©matiques sont similaires pour les mesures du coefficient de rĂ©flexion S22 Ă  la sortie du prĂ©amplificateur sous test.  Graphisme ON4IJ.

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Fig. 179 : Mesure du coefficient de transmission inverse S12 (isolation) d’un prĂ©amplificateur Ă  large bande.  L’isolation est de -60,38 dB Ă  145 MHz, de -59,89 dB Ă  435 MHz, de -61,84 dB Ă  1296 MHz et de -71,69 dB Ă  2304,5 MHz.  Ces mesures correspondent parfaitement avec celles qui sont publiĂ©es par le constructeur (-60 dB typique).

Mesures du coefficient de rĂ©flexion (impĂ©dance et SWR) Ă  la sortie du prĂ©amplificateur sous test :

Ces mesures sont effectuĂ©es dans les mĂȘmes conditions que celles qui sont dĂ©crites sur le schĂ©ma-bloc de la figure 178.

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Fig. 180 : Mesure des pertes de retour (S22) exprimĂ©es en dB Ă  la sortie du prĂ©amplificateur sous test.  ClichĂ© ON4IJ.

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Fig. 181 : Mesure au format SWR (S22) Ă  la sortie du prĂ©amplificateur sous test.  ClichĂ© ON4IJ.

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Fig. 182 : Mesure de l’impĂ©dance complexe (S22) Ă  la sortie du prĂ©amplificateur sous test ; affichage sur l’abaque de Smith.  ClichĂ© ON4IJ.

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Fig. 183 : Idem que la figure prĂ©cĂ©dente mais avec un facteur d’échelle permettant de mieux visualiser la partie centrale de l’abaque de Smith.  ClichĂ© ON4IJ.

Mesures dans la rĂ©gion non linĂ©aire du prĂ©amplificateur sous test (compression 1 dB) :

Il y a deux maniĂšres de procĂ©der aux mesures du point de 1 dB de compression du gain d’un prĂ©amplificateur sous test :

  • mesure de la courbe de compression de gain dans une plage de frĂ©quences (Swept Frequency Gain Compression) ;
  • mesure de la courbe de compression de gain Ă  une seule frĂ©quence et dans une plage de niveaux d’amplitude, c’est-Ă -dire lors d’un balayage en puissance du signal dans le domaine du temps (Swept Power Gain Compression).

Pour effectuer ces mesures, le préamplificateur sous test sera raccordé selon les conditions de schéma de la figure 168.

Mesure de la compression de gain dans le domaine de la frĂ©quence (Swept Frequency Gain Compression) :

Lors des mesures dans une rĂ©gion non linĂ©aire d’un dispositif sous test, les procĂ©dĂ©s traditionnels de calibrage (SOL, SOLT, etc.) n’ont plus de sens significatif.  Toutefois, le calibrage scalaire reste d’application : calibrage avec un « Thru Â».  Pour effectuer une mesure de compression de gain dans le domaine de la frĂ©quence, nous devons connaĂźtre avec prĂ©cision le niveau absolu de l’amplitude du signal qui sera injectĂ© Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur sous test et ce niveau d’amplitude doit ĂȘtre parfaitement constant dans toute la plage des frĂ©quences de mesure (Leveling).

Calibrage d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel avec un bolomĂštre (Power Meter) :

Un bolomĂštre (Power Meter), qu’est-ce que c’est ?

Un bolomĂštre (Power Meter) est un appareil de mesure de puissance radiofrĂ©quence dont le principe repose sur la dissipation de la totalitĂ© de la puissance d’un signal radiofrĂ©quence dans un Ă©lĂ©ment rĂ©sistif et sur la mesure de la quantitĂ© de chaleur qui lui est associĂ©e par l’intermĂ©diaire d’un thermocouple.  Dans les versions modernes, les bolomĂštres convertissent la puissance radiofrĂ©quence en un courant continu dont la lecture est effectuĂ©e sur un galvanomĂštre ou sur un voltmĂštre Ă  affichage numĂ©rique.  Un bolomĂštre est donc constituĂ© Ă  la base d’une ligne de transmission et d’une charge.  La premiĂšre source d’incertitude pour la mesure de la puissance radiofrĂ©quence est due Ă  la dĂ©sadaptation d’impĂ©dance du systĂšme de mesure.  Technologiquement, les bolomĂštres sont constituĂ©s d’une sonde bolomĂ©trique (Power Sensor) et d’un systĂšme d’acquisition de mesure.  Une sonde bolomĂ©trique doit offrir la meilleure adaptation d’impĂ©dance possible sur une large bande : cette sonde doit se comporter comme une charge Ă©talon, ce qui est le cas pour des appareils de qualitĂ©.  Toutefois, pour arriver Ă  un maximum de prĂ©cision, la sonde bolomĂ©trique est Ă©talonnĂ©e par le constructeur dans un laboratoire de mesure spĂ©cialisĂ©.  Cet Ă©talonnage consiste Ă  relever la puissance rĂ©ellement mesurĂ©e par la sonde Ă  de multiples frĂ©quences dans sa bande passante.  Chaque sonde bolomĂ©trique est estampillĂ©e d’un tableau de facteurs de correction Ă  plusieurs frĂ©quences, parfois jusqu’à plus d’une vingtaine de valeurs.

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Fig. 184 : BolomĂštre (Power Meter) HP EPM-441A avec sonde (Power Sensor) HP 8485A, bande passante de 50 MHz Ă  26,5 GHz, Ă©tendue de mesure de 1 ”W Ă  100 mW (de -30 dBm Ă  +20 dBm).  Photo : ON4IJ.

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Fig. 185 : Sonde bolomĂ©trique (Power Sensor) illustrant le tableau des facteurs de correction en fonction de diffĂ©rentes frĂ©quences.  Photo : ON4IJ.

Les facteurs de correction de la sonde bolomĂ©trique sont encodĂ©s dans un registre mĂ©moire de l’appareil de mesure.  Avant d’effectuer des mesures, une fonction de mise Ă  zĂ©ro et une fonction de calibrage sont effectuĂ©es ; la sonde est raccordĂ©e sur la sortie d’un calibreur intĂ©grĂ© Ă  l’appareil afin de calibrer la mesure sur une valeur Ă  fond d’échelle de l’appareil et ensuite de vĂ©rifier la prĂ©cision de la mesure sur une valeur repĂšre.

ProcĂ©dure de calibrage d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel avec un bolomĂštre (Power Meter Cal) :

La majoritĂ© des appareils de mesure disposent d’une interface de communication.  En 1965 Hewlett-Packard a mis au point l’interface HP-IB (HP Instrument Bus) qui est rapidement devenue un standard industriel sous le nom de GPIB (General Purpose Interface Bus) et qui est dĂ©finie par la norme IEEE-488 (Institute of Electrical and Electronics Engineers).  Actuellement en 2017, nous sommes plus habituĂ©s Ă  une interface de communication entre un appareil de mesure et un ordinateur par une liaison USB (Universal Serial Bus).  Toutefois, une liaison GPIB reste actuelle et permet de raccorder plusieurs instruments de mesure pour qu’ils puissent communiquer entre eux et s’échanger des donnĂ©es.  C’est ce que nous allons rĂ©aliser pour relier un Power Meter Ă  un analyseur de rĂ©seau vectoriel en vue d’effectuer un calibrage.

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Fig. 186 : Raccordement d’un Power Meter HP 437B avec sonde HP 8482A pour effectuer un calibrage en niveau d’amplitude absolue (puissance) au Port 1 d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8753C.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 187 : Liaison entre appareils de mesure par l’intermĂ©diaire de l’interface GPIB IEEE-488.  À l’arriĂšre de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel, on peut observer un module d’interface GPIB/USB Prologix (boitier carrĂ© de teinte jaune) pour permettre l’acquisition de captures d’écran de l’analyseur.  Photo : ON4IJ.

Pour effectuer un calibrage avec un Power Meter, il faut d’abord paramĂ©trer l’analyseur de rĂ©seau vectoriel de façon Ă  ce que le niveau absolu prĂ©sent au Port 1 du Test Set soit relativement proche du niveau dĂ©sirĂ©.  Le prĂ©amplificateur que nous voulons tester atteint son point de compression de gain de 1 dB pour un niveau d’entrĂ©e de -20 dBm.  Nous avons donc paramĂ©trĂ© l’analyseur pour obtenir ce niveau (thĂ©orique) en tenant compte des attĂ©nuations du Test Set (voir figure 168).  Le niveau de la source est rĂ©glĂ© sur un niveau d’amplitude de +3 dBm et l’attĂ©nuateur du Port 1 est paramĂ©trĂ© sur ‑20 dB de façon Ă  obtenir un niveau de -20 dBm au Port 1 en tenant compte de l’attĂ©nuation de -3 dB du relais Ă  diodes Pin.  Ce niveau de puissance de -20 dBm est celui qui provoque une compression de gain de 1 dB du prĂ©amplificateur sous test.

On raccorde Ă  prĂ©sent la sonde de puissance sur l’extrĂ©mitĂ© du cĂąble de mesure qui est reliĂ© au Port 1 de l’analyseur.  Lors du calibrage, l’analyseur va effectuer un balayage en frĂ©quence et, Ă  chaque incrĂ©ment de ce balayage, l’analyseur va interroger le Power Meter afin de connaĂźtre le niveau rĂ©el de l’amplitude prĂ©sente au Port 1 lĂ -oĂč est raccordĂ©e la sonde de mesure de puissance.  L’analyseur va adapter le niveau de sa source de signal jusqu’à obtenir le niveau de consigne de puissance paramĂ©trĂ©e (Leveling).  Le niveau d’amplitude de la source de l’analyseur pour chaque incrĂ©ment de frĂ©quence va donc ĂȘtre enregistrĂ© dans une table qui va ĂȘtre sauvegardĂ©e dans un registre de mĂ©moire de l’analyseur.  Lors des mesures sur le dispositif sous test, le niveau de la source de l’analyseur sera automatiquement corrigĂ© tout le long du balayage en frĂ©quence pour maintenir un niveau rĂ©el et constant au Port 1 selon la consigne de puissance qui est paramĂ©trĂ©e.

Voici comment procĂ©der sur l’analyseur : activer les touches de fonction [CAL] [PWRMTR CAL] ; une invite Ă  l’écran permet de paramĂ©trer le niveau d’amplitude (puissance) de consigne : CAL POWER [-20 dBm] [ENTER].  Ensuite, il faut paramĂ©trer le nombre de lecture de niveau de puissance que l’analyseur va requĂ©rir au Power Meter ; en gĂ©nĂ©ral, une seule lecture suffit mais on peut en paramĂ©trer plusieurs (en gĂ©nĂ©ral deux ou trois) pour affiner le rĂ©glage de la source de l’analyseur : [NUMBER of READINGS] [1] [ENTER].  Ensuite on demande Ă  l’analyseur d’effectuer le calibrage sur un seul balayage – d’autres options sont possibles – : [ONE SWEEP].  Ensuite on demande Ă  l’analyseur d’effectuer une acquisition de mesure Ă  partir des lectures de puissance effectuĂ©es par le Power Meter et communiquĂ©es par l’interface GPIB – ici aussi d’autres options sont possibles – : [TAKE CAL SWEEP].  L’analyseur effectue un balayage qui va durer quelques minutes car Ă  chaque incrĂ©ment de frĂ©quence, tout un dialogue d’échange de donnĂ©es est Ă©tabli entre l’analyseur et le Power Meter.  Pendant toute la durĂ©e du balayage de calibrage, l’écran de l’analyseur affiche le message « WAIT – – TAKING POWER METER CAL SWEEP Â».  Lorsque le balayage de calibrage est terminĂ©, l’écran de l’analyseur affiche le message « POWER METER CALIBRATION DONE Â».  L’écran affiche dĂšs lors un statut de calibrage « PC Â», ce qui signifie « Power Calibrated Â».

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Fig. 188 : Message « WAIT – – TAKING POWER METER CAL SWEEP Â» lors du balayage du calibrage avec Power Meter.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 189 : Message « POWER METER CALIBRATION SWEEP DONE Â» lorsque le balayage du calibrage avec Power Meter est accompli.  Photo : ON4IJ.

RelevĂ©s des mesures de la compression de gain dans le domaine de la frĂ©quence (Swept Frequency Gain Compression) du prĂ©amplificateur sous test :

Un attĂ©nuateur fixe est placĂ© Ă  la sortie du prĂ©amplificateur et le tout est raccordĂ© aux ports de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel.

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Fig. 190 : PrĂ©amplificateur sous test raccordĂ© sur l’analyseur de rĂ©seau vectoriel en vue de relever la courbe de compression de 1 dB de gain dans le domaine de la frĂ©quence.  Photo : ON4IJ.

Suite au calibrage avec le Power Meter avec une consigne de niveau de puissance de -20 dBm, le prĂ©amplificateur se situe thĂ©oriquement dĂ©jĂ  dans sa rĂ©gion non linĂ©aire.  Avant de relever la courbe de compression de 1 dB, il faut d’abord commencer par relever la courbe de rĂ©ponse de transmission (gain) du prĂ©amplificateur lorsque celui-ci se situe dans sa rĂ©gion linĂ©aire, c’est-Ă -dire avec un niveau du signal d’entrĂ©e situĂ© bien en dessous de -20 dBm.  Pour diminuer le niveau du signal d’entrĂ©e, nous allons agir sur l’attĂ©nuateur du Port 1 qui Ă©tait rĂ©glĂ© sur -20 dB et nous allons le rĂ©gler Ă  prĂ©sent sur ‑30 dB ; le niveau du signal Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur est donc Ă  prĂ©sent de -30 dBm et le prĂ©amplificateur se situe dans sa rĂ©gion linĂ©aire.

Nous allons enregistrer la courbe de rĂ©ponse de transmission du prĂ©amplificateur, fonctionnant dans sa rĂ©gion linĂ©aire, dans la mĂ©moire d’affichage du 2Ăšme canal de mesure de l’analyseur : les donnĂ©es de cette trace vont nous servir de rĂ©fĂ©rence.  On veillera Ă  ce que les paramĂ©trages du 2Ăšme canal de mesure soient identiques Ă  ceux du 1er canal de mesure.  Activons l’affichage des deux canaux de mesure de l’analyseur : [DISPLAY

] [DUAL CHAN ON].  Enregistrons les donnĂ©es en mĂ©moire : [DISPLAY] [DATA → MEMORY].  ProcĂ©dons Ă  une normalisation des donnĂ©es de la trace affichĂ©e en temps rĂ©el par rapport aux donnĂ©es figĂ©es qui ont Ă©tĂ© enregistrĂ©e en mĂ©moire [DISPLAY] [DATA/MEMORY].  Actuellement ce rapport nous donne un rĂ©sultat Ă©quivalent Ă  l’unitĂ© ; en effet, une quantitĂ© divisĂ©e par la mĂȘme quantitĂ© nous donne toujours un rĂ©sultat unitaire.  Ceci signifie que nous avons une trace parfaitement plane qui se situe Ă  une valeur de 0 dB ; ce 0 dB reprĂ©sente un 0 dB de rĂ©fĂ©rence que l’on peut appeler 0 dBr (0 dB relatif).

Comprenons bien ce que nous venons de faire : la courbe de rĂ©ponse de transmission du prĂ©amplificateur dans sa rĂ©gion linĂ©aire de fonctionnement (sans distorsion), cette courbe de gain est ce qu’elle est et n’est pas rigoureusement linĂ©aire dans le domaine de la frĂ©quence (voir figure 170).  Toutefois, si on enregistre cette courbe et qu’on la divise par elle-mĂȘme, c’est-Ă -dire par la mĂȘme mesure dans les mĂȘmes conditions, on obtiendra une courbe plane et unitaire situĂ©e Ă  0 dBr.

Nous allons replacer Ă  prĂ©sent le prĂ©amplificateur dans sa rĂ©gion non linĂ©aire de fonctionnement en ramenant le rĂ©glage de l’attĂ©nuateur du Port 1 de -30 dB Ă  -20 dB.  Le niveau d’amplitude Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur passe donc de -30 dBm Ă  ‑20 dBm.  La trace affichĂ©e Ă  l’écran ne sera plus une droite situĂ©e Ă  0 dBr mais celle-ci devient une courbe qui se situe juste en dessous de la graduation du 0 dBr, ce qui est rĂ©vĂ©lateur d’une compression manifeste de gain.  En effet, nous affichons Ă  prĂ©sent sur l’écran de l’analyseur une trace qui est le rĂ©sultat du rapport entre le gain actuel dans la rĂ©gion non linĂ©aire du prĂ©amplificateur (trace affichĂ©e en temps rĂ©el) et le gain qui avait Ă©tĂ© enregistrĂ© en mĂ©moire (trace figĂ©e) dans la rĂ©gion linĂ©aire de fonctionnement du prĂ©amplificateur.

Nous avons placĂ© quatre marqueurs sur cette courbe de compression de gain aux frĂ©quences suivantes : MKR 1 Ă  145 MHz, MKR 2 Ă  435 MHz, MKR 3 Ă  1296 MHz et MKR 4 Ă  2304,5 MHz.  Nous pouvons ainsi mesurer Ă  ces quatre frĂ©quences les valeurs de compression de gain lorsque le niveau d’amplitude injectĂ© Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur est de -20 dBm.

Comment ajuster finement le niveau d’amplitude du signal injectĂ© Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur sous test ?

Nous avons Ă  prĂ©sent sous les yeux la courbe de compression de gain du prĂ©amplificateur dans le domaine de la frĂ©quence et pour un signal d’entrĂ©e d’un niveau de -20 dBm.  Cela nous donne dĂ©jĂ  une bonne idĂ©e du comportement du prĂ©amplificateur dans une rĂ©gion non linĂ©aire de fonctionnement et cela nous permet de dĂ©terminer Ă  quelle frĂ©quence la compression de gain se manifeste de la maniĂšre la plus prononcĂ©e.

Ce que nous voulons dĂ©terminer maintenant, c’est le niveau du signal Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur pour obtenir une compression de gain de 1 dB Ă  une frĂ©quence bien particuliĂšre, par exemple Ă  une frĂ©quence oĂč la compression est la plus prononcĂ©e ou bien Ă  une frĂ©quence de notre choix.  Pour cela, nous avons besoin d’agir sur le niveau d’amplitude du signal injectĂ© Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur sans perdre le calibrage qui avait Ă©tĂ© effectuĂ© avec le Power Meter.

Pour effectuer un rĂ©glage fin de l’amplitude, nous ne pouvons pas agir sur l’attĂ©nuateur du Port 1 de l’analyseur car celui-ci varie par pas de 10 dB.  Nous allons donc agir sur la valeur de consigne du niveau de puissance calibrĂ©e qui actuellement se situe sur une valeur de -20 dBm.  En agissant de la sorte, l’analyseur va effectuer une commande de modification du niveau de sa source tout en tenant compte des facteurs de corrections qui ont Ă©tĂ© enregistrĂ©s dans une table de donnĂ©es lors du calibrage avec le Power Meter.

Pour accĂ©der Ă  la valeur de consigne du niveau de puissance, nous rappelons la fonction [CAL] [PWRMTR CAL] et ensuite, nous allons modifier la valeur de consigne qui est affichĂ©e sur l’écran.  Pour agir Ă  volontĂ© sur cette valeur de consigne, on peut actionner le gros bouton moletĂ© de rĂ©glage manuel de l’analyseur (Knob).  La valeur de consigne de puissance va ĂȘtre rĂ©glĂ©e jusqu’à obtenir une valeur de compression de gain de 1 dB Ă  la frĂ©quence de notre choix grĂące Ă  la lecture d’un marqueur placĂ© sur la courbe de rĂ©ponse.

Nous avons ainsi dĂ©terminĂ© le point de compression de 1 dB Ă  la frĂ©quence de 2304,5 MHz et celui Ă  1296 MHz.  Le niveau de consigne de puissance qui nous donne une compression de gain de 1 dB Ă  une frĂ©quence particuliĂšre est la rĂ©ponse que nous cherchions, Ă  savoir le niveau de puissance injectĂ© Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur sous test.

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Fig. 191 : Courbe de compression de gain du prĂ©amplificateur sous test et rĂ©glage du niveau de la consigne de puissance afin d’obtenir le point de compression de gain de 1 dB Ă  la frĂ©quence de 2304,5 MHz indiquĂ©e par le marqueur 4 : la compression de 1 dB Ă  2304,5 MHz a lieu pour une puissance de -15,43 dBm Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur.  ClichĂ© ON4IJ.

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Fig. 192 : Idem que figure ci-dessus mais pour une frĂ©quence de 1296 MHz indiquĂ©e par le marqueur 3 : la compression de gain de 1 dB Ă  1296 MHz a lieu pour une puissance de -13,26 dBm Ă  l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur.  ClichĂ© ON4IJ.

On remarquera que plus est Ă©levĂ©e la puissance du signal Ă  l’entrĂ©e, plus l’allure de la courbe de rĂ©ponse de compression de gain se modifie dans le domaine de la frĂ©quence, ce qui est aussi rĂ©vĂ©lateur du comportement du prĂ©amplificateur dans une rĂ©gion de plus en plus non linĂ©aire au point de vue de son fonctionnement.

Mesure de la courbe de compression de gain Ă  une seule frĂ©quence et dans une plage de niveaux d’amplitude (Swept Power Gain Compression) :

AprĂšs avoir caractĂ©risĂ© les non linĂ©aritĂ©s d’un circuit actif dans le domaine de la frĂ©quence et aprĂšs avoir dĂ©terminĂ© une frĂ©quence Ă  laquelle les non linĂ©aritĂ©s se manifestent le plus intensĂ©ment, il devient intĂ©ressant de caractĂ©riser ce circuit actif Ă  cette frĂ©quence particuliĂšre, mais cette fois-ci en faisant varier le niveau de l’amplitude du signal injectĂ© Ă  l’entrĂ©e du dispositif sous test.

Nous allons donc, pour cette expĂ©rimentation, quitter le domaine de la frĂ©quence et revenir au domaine du temps.  Dans une tranche de temps correspondant Ă  la durĂ©e de balayage de l’analyseur, le niveau de la source du signal de stimulation va ĂȘtre augmentĂ© depuis une amplitude de dĂ©part jusqu’à une amplitude d’arrivĂ©e (Swept Power).  On aura donc une variation de la puissance de la source en fonction du temps.  Cela va nous permettre de relever la courbe de compression de gain en deçà et au-delĂ  du point de compression de gain de 1 dB pour une frĂ©quence bien dĂ©terminĂ©e.

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Fig. 193 : Mesure de la compression de gain d’un prĂ©amplificateur HP 87405A au moyen de la fonctionnalitĂ© de balayage en puissance du signal de stimulation (Swept Power).  La frĂ©quence de test est ici de 1296 MHz.  Le marqueur nous donne le niveau de la source au point de compression de 1 dB mais il faut tenir compte de l’attĂ©nuation paramĂ©trĂ©e au Port1 (ici de -20 dB).  Une procĂ©dure de calibrage permet de tenir compte de l’attĂ©nuation du Test Set.  Toutefois avec cette mĂ©thode, le niveau absolu du signal qui provoque une compression de 1 dB ne peut ĂȘtre mesurĂ© avec la mĂȘme prĂ©cision que celle obtenue par un calibrage avec un Power Meter.

Mesure des non linĂ©aritĂ©s d’un amplificateur ou d’un prĂ©amplificateur sous test ; mesure d’harmoniques 2 et 3 :

Avant la mise en service d’un amplificateur radiofrĂ©quence dans une station radioamateur, il est indispensable de caractĂ©riser les non linĂ©aritĂ©s de cet amplificateur, entre autres en ce qui concerne les harmoniques afin de s’assurer qu’il n’y ait aucun risque potentiel d’interfĂ©rences (rayonnements hors bande) avec d’autres services de tĂ©lĂ©communications.  Si la prĂ©sence d’harmoniques est constatĂ©e, alors toutes les dispositions techniques doivent ĂȘtre mises en Ɠuvre afin de rejeter celles-ci Ă  un niveau minimum acceptable selon les normes en vigueur.

Effectuer des mesures d’harmoniques sur un prĂ©amplificateur prend tout son sens si celui-ci doit participer Ă  une chaĂźne de mesure, par exemple lorsque le prĂ©amplificateur est raccordĂ© Ă  l’entrĂ©e radiofrĂ©quence d’un analyseur de spectre.  Lors de la surveillance d’un spectre radiofrĂ©quence au moyen d’une antenne large bande (par exemple une antenne log pĂ©riodique de mesure), il est parfois nĂ©cessaire d’insĂ©rer un prĂ©amplificateur entre l’antenne et l’analyseur de spectre afin d’augmenter la sensibilitĂ© du systĂšme de mesure et de diminuer la figure de bruit Ă  l’entrĂ©e radiofrĂ©quence de l’analyseur.  Le spectre des frĂ©quences surveillĂ©es ne doit donc pas nous montrer des artĂ©facts de signaux harmoniques lĂ -oĂč il ne doit pas y en avoir.

Les mesures d’harmoniques sont en gĂ©nĂ©ral relevĂ©es au moyen d’un analyseur de spectre en injectant Ă  l’entrĂ©e du dispositif sous test un signal d’une seule frĂ©quence (CW).  Pour caractĂ©riser un amplificateur ou un prĂ©amplificateur, il est donc nĂ©cessaire de rĂ©pĂ©ter les mesures d’harmoniques Ă  diffĂ©rentes valeurs discrĂštes de frĂ©quences.  Les valeurs d’amplitudes des harmoniques doivent ensuite ĂȘtre organisĂ©es dans un tableur afin d’y dĂ©gager une allure de la courbe de rĂ©ponse du dispositif sous test en matiĂšre d’harmoniques.

Pour effectuer un relevĂ© de la courbe de rĂ©ponse au point de vue du comportement des harmoniques d’un dispositif sous test, il est parfois plus simple d’utiliser un analyseur de rĂ©seau vectoriel et d’exploiter les fonctions de mesure d’harmoniques de ces appareils.  Ces fonctions permettent d’effectuer une analyse des harmoniques dans le domaine de la frĂ©quence.  On obtient donc la courbe de rĂ©ponse des harmoniques directement dans une large plage de frĂ©quences.

Tous les analyseurs de rĂ©seau vectoriels ne sont pas nĂ©cessairement Ă©quipĂ©s des fonctions de mesure d’harmoniques : ceci fait partie de certaines options de l’appareil de mesure.  Si vous avez l’opportunitĂ© de disposer d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel Ă©quipĂ© de l’option de mesure d’harmoniques, cela vaut la peine d’aller explorer les possibilitĂ©s de cette fonction et donc d’étendre votre champ d’expĂ©rimentation sur plusieurs dispositifs que vous pouvez mettre sous test.  La courbe de rĂ©ponse des harmoniques dans une plage de frĂ©quences peut devenir riche d’enseignements et nous informer sur la prĂ©sence de zones plus sensibles aux harmoniques d’un dispositif sous test dans une plage de frĂ©quences dĂ©terminĂ©es.

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Fig. 194 : Courbe de rĂ©ponse de l’harmonique 2 d’un prĂ©amplificateur sous test (HP 87405A).  La plage des frĂ©quences du fondamental est comprise entre 16 MHz et 3 GHz.  La plage des frĂ©quences pour les mesures d’harmonique 2 est donc Ă©tendue jusqu’à 6 GHz.  On peut constater une sensibilitĂ© maximale Ă  l’harmonique 2 pour une frĂ©quence du fondamental Ă  1,8 GHz ; l’écran de l’analyseur nous indique que l’harmonique 2 se situe Ă  une frĂ©quence de 3,6 GHz.

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Fig. 195 : Courbe de rĂ©ponse de l’harmonique 3 du mĂȘme prĂ©amplificateur sous test qu’à la figure prĂ©cĂ©dente.  Ici la plage des frĂ©quences du fondamental est comprise entre 16 MHz et 2 GHz afin de permettre des mesures d’harmonique 3 jusqu’à 6 GHz (frĂ©quence maximale de l’étendue de mesure de l’analyseur).  La sensibilitĂ© maximale Ă  l’harmonique 3 se situe Ă  une frĂ©quence du fondamental de 1,2 GHz ; l’écran de l’analyseur nous indique que l’harmonique 3 se situe Ă  une frĂ©quence de 3,6 GHz.

Évaluation de la stabilitĂ© d’un amplificateur (ou prĂ©amplificateur) grĂące aux mesures des paramĂštres S :

Les radioamateurs sont principalement des expĂ©rimentateurs des techniques de radiocommunication et beaucoup d’entre nous consacrent une partie de leurs activitĂ©s OM Ă  des constructions pratiques de montages Ă©lectroniques.  Cela nous demande parfois beaucoup d’essais et erreurs mais en persĂ©vĂ©rant, on arrive Ă  d’excellents rĂ©sultats.  Certaines Ă©lectroniques nous donnent du « grain Ă  moudre Â» ou du « fil Ă  retordre Â» : lorsqu’on veut fabriquer un amplificateur, celui-ci se transforme parfois en oscillateur, et lorsqu’on veut fabriquer un oscillateur, on doit parfois faire face Ă  un montage rĂ©calcitrant qui ne veut pas osciller (hi 3x).  Rappelez-vous que le courant n’est pas au courant de ce que vous voulez faire et que nous ne sommes pas Ă  la place des Ă©lectrons.

Ce petit prĂ©ambule permet d’introduire le sujet de l’évaluation de la stabilitĂ© d’un amplificateur grĂące aux mesures des paramĂštres S relevĂ©s au moyen d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel.  On pourra constater qu’un amplificateur bien conçu et bien rĂ©alisĂ© devient inconditionnellement stable, c’est-Ă -dire quelle que soit l’impĂ©dance de la source du signal et quelle que soit l’impĂ©dance de la charge.  Il n’en n’est pas toujours de mĂȘme : par exemple, il peut arriver lors de la mise au point d’un prĂ©amplificateur d’antenne que celui-ci soit stable et amplifie correctement le signal Ă  condition que l’entrĂ©e du prĂ©amplificateur soit bel et bien raccordĂ©e sur l’antenne.  Mais on peut avoir la surprise que ce prĂ©amplificateur se mette spontanĂ©ment en oscillation dĂšs que l’on dĂ©branche l’antenne, c’est-Ă -dire lorsque l’impĂ©dance de la source devient infinie.  Ce prĂ©amplificateur n’est donc pas inconditionnellement stable et cela peut poser un vrai problĂšme lorsque celui-ci est mis hors circuit lors de la commutation d’antenne quand le transceiver doit passer de la rĂ©ception vers l’émission et vice versa

Plusieurs Ă©tudes scientifiques ont Ă©tĂ© rĂ©alisĂ©es pour Ă©valuer les conditions de stabilitĂ© d’un amplificateur ou d’un prĂ©amplificateur.  Nous pouvons retenir quelques auteurs cĂ©lĂšbres dont les noms seront parfois Ă©vocateurs pour ceux d’entre vous qui ont eu l’opportunitĂ© de poursuivre des Ă©tudes d’automation ; voici certains de ces auteurs : Llewellyn, Linvill, Nyquist, Bode Black, Stern, Mason, Venkateswaran, Rollett, Kurokawa, Brodway, Hauri, etc.  On peut retenir de ces multiples Ă©tudes quelques conclusions ; celle-ci aboutissent sur des relations mathĂ©matiques qui dĂ©finissent des facteurs de stabilitĂ© d’un amplificateur : facteur K, facteurs Mu1 et Mu2, etc.

En 1962, John Rollett a publiĂ© un article intitulĂ© « Stability and Power-Gain Invariants of Linear Two-Ports Â» oĂč il dĂ©finit le Rollett Stability factor K en fonction des coefficients de rĂ©partition (S-Parameters) avec un critĂšre de stabilitĂ© inconditionnelle pour n’importe quelle combinaison d’impĂ©dance de source et de charge lorsque K > 1 et lorsque │Δ│2 < 1.

Un corollaire de ce critĂšre dĂ©finit le gain maximum GMAX admissible pour l’amplificateur lorsque K > 1.

Lorsque K atteint des valeurs Ă©levĂ©es (K > 1 000 000), alors il vaut mieux utiliser la formule empirique suivante (formule Ă©tablie par des expĂ©rimentations du groupe « Microwave101.com Â») :

Attention : le facteur K de Rollett n’est pas le seul critĂšre de stabilitĂ© d’un amplificateur (celui-ci tient uniquement compte des conditions de source et de charge) car un amplificateur peut accuser des instabilitĂ©s pour d’autres raisons que celles qui sont dĂ©finies par l’impĂ©dance de source et de charge.  Autrement dit, cet outil du facteur K n’est pas un critĂšre de conception, mais plus un critĂšre de vĂ©rification basĂ© sur des paramĂštres S qui sont mesurĂ©s et non pas calculĂ©s par simulation.

Nous vous avons prĂ©sentĂ© quelques mesures effectuĂ©es sur un prĂ©amplificateur large bande HP 87405A (voir figures 170 Ă  183) et avons relevĂ© les paramĂštres S de ce prĂ©amplificateur sous test.  Comme ces paramĂštres ont Ă©tĂ© rĂ©ellement mesurĂ©s sur ce prĂ©amplificateur rĂ©putĂ© stable, nous vous proposons d’examiner ce que donne le calcul du facteur K pour une frĂ©quence de 2304,5 MHz.  Pour effectuer ce calcul, nous devons connaĂźtre la forme complexe complĂšte des quatre paramĂštres S : c’est-Ă -dire la partie rĂ©elle et la partie imaginaire ou bien le module et l’argument.

Comment donc connaĂźtre la forme complexe complĂšte des paramĂštres de transmission lorsque ceux-ci sont exprimĂ©s sous forme de gain ou d’isolation en dB et de phase en degrĂ©s ?  De mĂȘme, comment connaĂźtre la forme complexe complĂšte des paramĂštres de rĂ©flexion lorsque ceux-ci sont exprimĂ©s en pertes de retour en dB ou sous la forme d’impĂ©dance sur l’abaque de Smith ?  La rĂ©ponse se trouve dans l’affichage polaire des coefficients de rĂ©partition (paramĂštres S) sur l’analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Nous avons activĂ© cet affichage pour les quatre paramĂštres S, c’est-Ă -dire les deux coefficients de transmission et les deux coefficients de rĂ©flexion que nous pouvons observer sur les quatre figures suivantes.  Cet affichage sous forme polaire donne Ă©videmment la forme complexe sous forme polaire, c’est-Ă -dire avec un module exprimĂ© en unitĂ©s pures et avec un argument exprimĂ© en degrĂ©s : .

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Fig. 196 : Coefficient de transmission directe S21 d’un prĂ©amplificateur HP 87405A ; affichage sous forme polaire avec un marqueur 4 positionnĂ© Ă  2304,5 MHz.  S21 = 16,603 U et -165,13°.

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Fig. 197 : Coefficient de rĂ©flexion Ă  l’entrĂ©e S11 d’un prĂ©amplificateur HP 87405A ; affichage sous forme polaire avec un marqueur 4 positionnĂ© Ă  2304,5 MHz.  S11 = 130,34 mU et -121,3°.

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Fig. 198 : Coefficient de transmission inverse S12 d’un prĂ©amplificateur HP 87405A ; affichage sous forme polaire avec un marqueur 4 positionnĂ© Ă  2304,5 MHz.  S12 = 258,29 ”U et +8,7012°.

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Fig. 199 : Coefficient de rĂ©flexion Ă  la sortie S22 d’un prĂ©amplificateur HP 87405A ; affichage sous forme polaire avec un marqueur 4 positionnĂ© Ă  2304,5 MHz.  S22 = 99,24 mU et -177,28°.

À la frĂ©quence de 2304,5 MHz, nous avons donc les quatre paramĂštres S sous forme polaire :
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Le facteur K est ici nettement supĂ©rieur Ă  1 et le gain calculĂ© nous confirme celui que nous avions dĂ©jĂ  mesurĂ© (24,5 dB).  Ce prĂ©amplificateur est donc inconditionnellement stable quelle que soit la combinaison des impĂ©dances de source et de charge Ă  la frĂ©quence de 2304,5 MHz.  C’est une bonne nouvelle (hi).  Il est Ă  remarquer que le facteur K a Ă©tĂ© calculĂ© pour une seule frĂ©quence particuliĂšre.  Les analyseurs de rĂ©seaux vectoriels modernes et trĂšs performants disposent de fonctions d’affichage du facteur K dans toute une plage de frĂ©quences (selon la plage de balayage en frĂ©quences du dispositif sous test).

Quelques mots sur les facteurs Mu1 et Mu2 :
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Mu1 reprĂ©sente la mesure du rayon Ă  partir du Prime Center Z0 de l’abaque de Smith jusqu’au point le plus proche d’instabilitĂ© Ă  la sortie d’un amplificateur.  Mu2 reprĂ©sente la mĂȘme mesure mais Ă  l’entrĂ©e d’un amplificateur.  Un amplificateur sera inconditionnellement stable si Mu1 et Mu2 sont tous deux plus grand que l’unitĂ© (en dehors du cercle du contour de l’abaque de Smith).  L’avantage de la connaissance de Mu1 et Mu2 par rapport au facteur K est que l’on peut dĂ©terminer si c’est l’impĂ©dance Ă  l’entrĂ©e ou Ă  la sortie de l’amplificateur qui pose problĂšme.
On peut aussi tracer des « cercles de stabilitĂ© Â» en superposition sur l’abaque de Smith pour dĂ©terminer quelles seront les zones de stabilitĂ© inconditionnelles en fonction des impĂ©dances de source et de charge placĂ©es sur l’amplificateur.

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Fig. 200 : Annotations des coefficients de rĂ©flexion Ă  l’entrĂ©e et Ă  la sortie du dispositif sous test dans des conditions de coefficients de rĂ©flexion de source et de charge.  Graphisme ON4IJ.

Les relations mathĂ©matiques suivantes donnent les coordonnĂ©es du centre et la longueur du rayon des cercles de stabilitĂ© qui se superposent sur l’abaque de Smith.
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Fig. 201 : Construction des cercles de stabilitĂ© sur l’abaque de Smith : (a) plan ΓL et (b) plan ΓS.  Les grands cercles reprĂ©sentent le pourtour de l’abaque de Smith ; les petits cercles reprĂ©sentent les cercles de stabilitĂ©.  Source : Microwave Transistor Amplifier Analysis and Design, Guillermo Gonzales, Ph. D., Professor of Electrical and Computer Engineering, University of Miami, USA, Publication Prentice-Hall Inc. Englewood Cliffs, N.J. 07632, ISBN 0-13-581646‑7.

Nous pouvons calculer les coordonnĂ©es des cercles de stabilitĂ© du prĂ©amplificateur HP 87405A que nous avons mis sous test et dont nous avons mesurĂ© les coefficients de rĂ©partition sous forme polaire Ă  la frĂ©quence de 2304,5 MHz.
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N’oubliez pas de convertir les nombres complexes en forme polaire pour les multiplier et n’oubliez pas de les convertir en forme rectangulaire pour les additionner ou les soustraire.  Lors de la conversion en forme polaire, n’oubliez pas les propriĂ©tĂ©s de la fonction arc tangente :
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DĂšs que vous obtenez des angles plus grands que +180° (ou plus petits que -180°), il est recommandĂ© de retrancher 360° (ou d’ajouter 360°) pour garder des angles dont la valeur est comprise entre -180° et +180°.

Enfin, en ce qui concerne la forme conjuguĂ©e d’un nombre complexe, il suffit d’opposer la partie imaginaire (forme rectangulaire) ou d’opposer l’argument (forme polaire) :

Exprimez vos rĂ©sultats des coordonnĂ©es des centres des cercles de stabilitĂ© sous forme polaire pour pouvoir les positionner par rapport au contour de l’abaque de Smith.  Les rayons des cercles sont exprimĂ©s sous la forme d’un module pur (sans argument) car il s’agit tout simplement d’une grandeur de longueur.

Pour reporter l’argument des coordonnĂ©es des centres des cercles de stabilitĂ© sur l’abaque de Smith, vous devez suivre les graduations en degrĂ©s sur l’échelle pĂ©riphĂ©rique de l’abaque qui est annotĂ©e « Angle of Reflection Coefficient in Degrees Â».  Pour reporter le module des coordonnĂ©es des centres des cercles ou le module de leur rayon, vous devez tenir compte du facteur d’échelle de l’impression de l’abaque de Smith.  Autrement dit, si vous avez sur votre feuille de papier un abaque dont le rayon mesure 7,7 cm et que vous avez une valeur de module de 10,142 alors vous devez reporter une longueur de 7,7 cm x 10,142 = 78,09 cm.  Dans les mĂȘmes conditions, un rayon d’un module de 0,448 aura une grandeur de 7,7 cm x 0,448 = 3,45 cm.  Ne vous Ă©tonnez pas si les coordonnĂ©es se situent en dehors de l’abaque.

On peut vite constater que si la diffĂ©rence entre le module des coordonnĂ©es du centre du cercle de stabilitĂ© et le module de son rayon, si cette diffĂ©rence est supĂ©rieure Ă  l’unitĂ©, alors le cercle de stabilitĂ© est situĂ© totalement en dehors du pourtour de l’abaque de Smith.  Dans ces conditions, l’amplificateur (ou prĂ©amplificateur) est inconditionnellement stable en ce qui concerne l’impĂ©dance du port que ce cercle de stabilitĂ© reprĂ©sente (impĂ©dance de source ou de charge).  Si les deux cercles se situent tous les deux en dehors de l’abaque, alors l’amplificateur est inconditionnellement stable quelle que soit la combinaison d’impĂ©dance de source et de charge qui lui sont raccordĂ©es.  On peut constater que le prĂ©amplificateur HP 47405A que nous avons mis sous test est inconditionnellement stable Ă  la frĂ©quence de 2304,5 MHz.

Lorsqu’on veut Ă©valuer les conditions de stabilitĂ© d’un amplificateur large bande sur toute une plage de frĂ©quences d’essais, il y a lieu de calculer les coordonnĂ©es et les rayons des cercles de stabilitĂ© pour toutes les frĂ©quences de la plage d’essai d’aprĂšs les coefficients de rĂ©partition qui ont Ă©tĂ© mesurĂ©s Ă  chaque frĂ©quence dans cette plage de frĂ©quences d’essais.  On peut donc tracer une famille de cercles superposĂ©s Ă  l’abaque de Smith, et cela pour toute une sĂ©rie de frĂ©quences.  La figure suivante illustre cette famille de cercles de stabilitĂ© pour un amplificateur donnĂ©.

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Fig. 202 : Famille des cercles de stabilitĂ© Ă  l’entrĂ©e d’un prĂ©amplificateur Ă  faible bruit (LNA).  Source : Low Noise Amplifier Design (Tutorial Series, Part 2 : Transistor Performance Evaluation), rfdesignhq.com, posted the 13th March 2013 by an anonymous, Halifax, NS, Canada.

Dans l’exemple de la figure prĂ©cĂ©dente, on peut constater que le prĂ©amplificateur n’est plus inconditionnellement stable en dehors d’une plage de frĂ©quence bien dĂ©terminĂ©e : certains cercles interceptent le pourtour de l’abaque de Smith.  Il s’agit ici d’une expĂ©rimentation dont il faut bien retenir la conclusion : un amplificateur peut accuser une instabilitĂ© en dehors d’une plage de frĂ©quences de travail pour laquelle il a Ă©tĂ© prĂ©vu, et cela pour des conditions d’impĂ©dances de source et de charge bien prĂ©cises.

Il faut aussi bien retenir l’enseignement que cela nous donne : lorsqu’on fait fonctionner un amplificateur qui est prĂ©vu pour une bande passante bien prĂ©cise (ce qui est en gĂ©nĂ©ral le cas Ă  cause des circuits accordĂ©s ou des circuits d’adaptation d’impĂ©dance qui font partie des Ă©lĂ©ments qui le constituent), les conditions d’impĂ©dance de source et de charge s’éloignent trĂšs vite, en dehors de la bande passante, de celles qui existent dans la bande passante prĂ©vue pour cet amplificateur : cela est dĂ» entre autres aux circuits d’accord et/ou d’adaptation d’impĂ©dance placĂ©s Ă  l’entrĂ©e et Ă  la sortie de l’amplificateur mais cela est dĂ» aussi aux caractĂ©ristiques intrinsĂšques de l’élĂ©ment actif de l’amplificateur.  Ceci explique que l’impĂ©dance de source et de charge de l’élĂ©ment actif de l’amplificateur puissent atteindre des valeurs pour lesquelles l’amplificateur devient instable Ă  certaines frĂ©quences.

Tout ceci devrait ĂȘtre trĂšs parlant d’une maniĂšre pratique pour vous : en effet, vous avez peut-ĂȘtre dĂ©jĂ  expĂ©rimentĂ© le comportement d’un amplificateur qui oscille Ă  une frĂ©quence « bizarre Â» qui est complĂštement situĂ©e en dehors de la bande passante.  Si vous avez eu le rĂ©flexe de mesurer la frĂ©quence Ă  laquelle l’amplificateur oscille intempestivement, si vous avez eu l’opportunitĂ© de mesurer les coefficients de rĂ©partition de cet amplificateur dans une bande passante dĂ©finie et si vous avez pris la peine de tracer les cercles de stabilitĂ© de cet amplificateur en superposition sur l’abaque de Smith dans la bande passante de l’amplificateur, alors vous serez Ă  mĂȘme d’extrapoler tous ces rĂ©sultats pour dĂ©terminer les origines potentielles des oscillations que vous avez constatĂ©es.

Autrement dit, la frĂ©quence Ă  laquelle oscille un dispositif sous test et les valeurs d’impĂ©dances de source et de charge qui sont prĂ©sentes Ă  cette frĂ©quence d’oscillation vous apprendront dans quelles conditions se situe votre amplificateur sous test en extrapolant ses conditions de fonctionnement, en utilisant l’outil des cercles de stabilitĂ© et leur position par rapport au pourtour de l’abaque de Smith en fonction de la frĂ©quence de test.
Un amplificateur n’est donc pas toujours inconditionnellement stable et un des cercles de stabilitĂ© peut intercepter le pourtour de l’abaque de Smith.  Le cercle de stabilitĂ© peut parfois ĂȘtre complĂštement inclus dans l’abaque de Smith.

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Fig. 203 : Exemple de reprĂ©sentation graphique d’un cercle de stabilitĂ© superposĂ© sur l’abaque de Smith avec reprĂ©sentation des zones de stabilitĂ© inconditionnelle d’un amplificateur en fonction de la valeur de │S11│plus petite ou plus grande que l’unitĂ©.  Source : Amplifier Stability, Keith W. Whites EE481/581, lecture 34, 2016.

Pour les plus chevronnĂ©s d’entre vous qui sont passionnĂ©s par le sujet des conditions de stabilitĂ© des amplificateurs, nous vous recommandons la lecture du livre :

Microwave Transistor Amplifiers, Analysis and Design, Second Edition 20 aoĂ»t 1996, auteur : Guillermo Gonzales, Ă©diteur : Prentice Hall ; ISBN 0132543354.

Remarques

Les facteurs K, Mu1, Mu2 et GMAX ne sont applicables que pour des dispositifs Ă  deux ports.

Les critĂšres de stabilitĂ© qui sont dĂ©crits ci-dessus concernent un seul Ă©tage actif.  Un amplificateur comportant plusieurs Ă©tages peut avoir Ă©tĂ© dĂ©crĂ©tĂ© comme inconditionnellement stable mais peut dans la rĂ©alitĂ© ĂȘtre instable Ă  cause d’oscillations pouvant naĂźtre dans un seul de ses Ă©tages et dans des conditions particuliĂšres.

L’étude de la stabilitĂ© des systĂšmes actifs reste donc une science Ă  part entiĂšre.  Toutefois, nous espĂ©rons vous avoir sensibilisĂ© sur l’importance des mesures des coefficients de rĂ©partition (paramĂštre S) d’un dispositif actif sous test au moyen d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel et sur tous les enseignements que nous pouvons en retirer pour nos expĂ©rimentations de radioamateur sur des circuits Ă©lectroniques actifs.

Utilisation d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel pour des mesures de rĂ©flexions dans le domaine du temps (TDR : Time Domain Reflectometry) :

Voici un aperçu d’une option pouvant Ă©quiper certains analyseurs de rĂ©seaux vectoriels : la mesure de rĂ©flexion dans le domaine du temps.  Ceci est parfois utile par exemple pour la localisation de dĂ©fauts dans une ligne de transmission ou pour d’autres mesures sur des bus de communication entre des circuits numĂ©riques Ă  haute vitesse oĂč l’intĂ©gritĂ© des signaux et des donnĂ©es est hautement recherchĂ©e.  Cela peut paraĂźtre paradoxal de faire travailler dans le domaine du temps un instrument de mesure, c’est-Ă -dire un VNA (Vector Network Analyzer) qui a Ă©tĂ© initialement conçu pour travailler dans le domaine de la frĂ©quence.  Toutefois, depuis que les microprocesseurs et les circuits numĂ©riques sont devenus des parties intĂ©grantes et incontournables dans les appareils de mesure, les mathĂ©matiques appliquĂ©es au traitement numĂ©rique des signaux ouvrent facilement les voies de calculs entre le domaine de la frĂ©quence et le domaine du temps grĂące aux transformĂ©es de Fourier et en particulier aux transformĂ©es inverses de Fourier.

La mĂ©thode classique pour effectuer une mesure TDR consiste Ă  envoyer une impulsion ou un Ă©chelon Ă  l’entrĂ©e du dispositif sous test au moyen d’un gĂ©nĂ©rateur.  La rĂ©ponse du dispositif sous test Ă  cette impulsion ou Ă©chelon est mesurĂ©e dans le domaine du temps par un oscilloscope.  Ce type de mesure TDR est rĂ©alisĂ©e d’une toute autre maniĂšre avec un analyseur de rĂ©seau vectoriel : celle-ci est effectuĂ©e par un balayage en frĂ©quence avec le vobulateur de l’analyseur ; la rĂ©ponse du dispositif sous test est captĂ©e par les rĂ©cepteurs de mesure et les donnĂ©es enregistrĂ©es sont traitĂ©es par des algorithmes mathĂ©matiques des transformĂ©es de Fourier.  Les rĂ©sultats calculĂ©s sont ensuite affichĂ©s Ă  l’écran dans le domaine du temps comme l’aurait fait un oscilloscope TDR.

En comparant les aptitudes de mesure d’un oscilloscope dĂ©diĂ© aux mesures TDR et celles d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel, on peut retenir les diffĂ©rences suivantes.

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Fig. 204 : Tableau de comparaison des performances entre un oscilloscope TDR et un VNA.

On peut retenir que l’avantage principal d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel est sa performance au point de vue du rapport signal sur bruit grĂące Ă  l’efficacitĂ© des filtres passe-bande des Ă©tages Ă  moyenne frĂ©quence des rĂ©cepteurs de mesure.

Les analyseurs de rĂ©seaux vectoriels ont trois modes diffĂ©rents de transformation des donnĂ©es du domaine de la frĂ©quence vers le domaine du temps :

  • le mode passe bande dans le domaine du temps (Time Domain Bandpass Mode) qui est prĂ©vu pour mesurer des dispositifs Ă  bande passante limitĂ©e ; ce mode est le plus facile Ă  utiliser ;
  • le mode Ă  Ă©chelon et passe-bas dans le domaine du temps (Time Domain Low Pass Step Mode) qui Ă©mule la rĂ©ponse Ă  un Ă©chelon dans le domaine du temps.  Ce mode permet de dĂ©terminer la distance Ă  laquelle intervient une discontinuitĂ© (point de rĂ©flexion) du dispositif sous test et permet de dĂ©terminer de quel type est cette discontinuitĂ© (rĂ©sistive, capacitive ou inductive) ;
  • le mode Ă  impulsion et passe-bas dans le domaine du temps (Time Domain Low Pass Impulse Mode) qui Ă©mule la rĂ©ponse Ă  une impulsion dans le domaine du temps (d’une maniĂšre similaire au mode passe bande).

Voici une expĂ©rience de la mesure de la longueur d’un cĂąble coaxial RG-213/U Type N m-m et d’une longueur de 113 cm.  L’analyseur de rĂ©seau vectoriel est d’abord calibrĂ© par la mĂ©thode S11 One-Port (SOL).  Le cĂąble Ă  mesurer est raccordĂ© au Port 1 et une charge Ă©talon est raccordĂ©e Ă  l’extrĂ©mitĂ© de ce cĂąble.  La mesure de rĂ©flexion S11 est en premier lieu effectuĂ©e dans le domaine de la frĂ©quence sur une large bande, ici de 300 kHz Ă  3 GHz.  La mesure peut ĂȘtre effectuĂ©e sur une bande plus Ă©troite.

Pour effectuer en deuxiĂšme lieu la mesure dans le domaine du temps, on procĂšde comme suit par une sĂ©quence de touches de fonctions : [SYSTEM] [TRANSFORM MENU] [BANDPASS] [TRANSFORM ON].  On choisit ensuite, dans le domaine du temps, un dĂ©but de balayage situĂ© juste avant le « zĂ©ro seconde Â» ; ici, dans notre exemple : [START] [-2] [ns] ; ceci permettra d’afficher le premier Ă©cho situĂ© au plan de mesure.  D’aprĂšs l’ordre de grandeur de la longueur du cĂąble Ă  mesurer, nous avons fixĂ© la fin du balayage Ă  un temps de 20 ns : [STOP] [20] [ns] afin de visualiser l’écho qui se prĂ©sente Ă  la fin du cĂąble sous test.  En gĂ©nĂ©ral, on choisit en pratique une valeur de 10 ns par mĂštre de cĂąble.  Pour afficher une mesure du coefficient de rĂ©flexion (ou une distance) en fonction du temps, on choisit un affichage linĂ©aire en magnitude (amplitude) : [FORMAT] [LIN MAG].  On active ensuite une mise automatique Ă  l’échelle : [SACLE REF] [AUTO SCALE].

On place un marqueur 1 au premier Ă©cho qui a lieu au plan de mesure et qui se situe Ă  directe proximitĂ© du « zĂ©ro seconde Â» ; ce marqueur est paramĂ©trĂ© comme marqueur de rĂ©fĂ©rence : [MKR ZERO].  On place ensuite un marqueur 2 au deuxiĂšme Ă©cho qui a lieu Ă  l’extrĂ©mitĂ© du cĂąble sous test.  Pour mesurer la longueur prĂ©cise du cĂąble, on peut calibrer l’analyseur pour que celui-ci tienne compte du facteur de vĂ©locitĂ© du cĂąble sous test : ici 0,66 pour du RG-213/U.  Comme le signal de stimulation de l’analyseur doit effectuer un aller-retour dans le cĂąble pour mesurer l’écho, on obtiendra comme mesure le double de la longueur de ce cĂąble.  Pour se faciliter la vie, nous allons encoder un facteur de vĂ©locitĂ© de la moitiĂ© de la valeur de celle du cĂąble sous test : [CAL] [MORE] [VELOCITY FACTOR] [0,33] [ENTER].

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Fig. 205 : CĂąble coaxial RG-213/U Type N m-m d’une longueur physique de 113 cm dont on veut mesurer la longueur Ă©lectrique par la mĂ©thode TDR d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel.  La lecture directe de la longueur physique du cĂąble sous test est effectuĂ©e aprĂšs encodage de la moitiĂ© de la valeur du facteur de vĂ©locitĂ© du cĂąble sous test.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 206 : Mesure de la longueur physique d’un cĂąble coaxial RG-213/U Type N m-m grĂące Ă  la fonctionnalitĂ© TDR d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Le premier Ă©cho a lieu au plan de mesure et le second Ă  l’extrĂ©mitĂ© du cĂąble sous test.  Ici, la longueur mesurĂ©e pour un facteur de vĂ©locitĂ© du cĂąble de 0,66 encodĂ© Ă  la moitiĂ© de sa valeur (0,33 car distance aller-retour) donne une mesure de 1,1317 m.  Le temps de propagation entre les deux Ă©chos (aller-retour) est de 11,439 ns.  En multipliant la vitesse de la lumiĂšre par le facteur 0,33 (0,66/2) et par le temps de propagation entre les deux Ă©chos, on retrouve bien une distance de 113 cm.  ClichĂ© ON4IJ.

On peut effectuer la mĂȘme expĂ©rience en rajoutant au cĂąble RG-213/U une longueur supplĂ©mentaire de 100 cm de cĂąble RG-58/U.  On constatera un premier Ă©cho au plan de mesure, un second Ă  l’extrĂ©mitĂ© du cĂąble RG-213/U de 113 cm et un troisiĂšme Ă  l’extrĂ©mitĂ© du cĂąble RG-58/U 100 cm plus loin.

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Fig. 207 : CĂąble RG-213/U de 113 cm suivi par un cĂąble RG-58/U de 100 cm.  On veut mesurer l’ajoute des 100 cm de cĂąble par la mĂ©thode TDR d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 208 : Mesure de la longueur physique d’une portion de cĂąble coaxial RG-58/U rajoutĂ©e Ă  un cĂąble RG-213/U.  Le premier Ă©cho a lieu au plan de mesure, le second Ă  la jonction entre les deux cĂąbles sous test.  Entre le deuxiĂšme et le troisiĂšme Ă©cho, on mesure la longueur du cĂąble rajoutĂ© qui nous donne ici une valeur de 1,0041 m.  ClichĂ© ON4IJ.

Les capacitĂ©s de mesure d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel dans le domaine du temps (TDR) ne se limitent pas aux mesures de rĂ©flexion sur des cĂąbles coaxiaux mais permettent aussi de faciliter la mise au point du rĂ©glage de filtres Ă  plusieurs cellules.

Le principe est de mesurer les multiples rĂ©flexions ayant lieu Ă  chacune des cellules qui composent le filtre.  Le rĂ©glage du filtre est grandement facilitĂ© par cette mĂ©thode car on peut mieux visualiser le rĂ©glage optimal de chaque cellule en observant leur rĂ©flexion respective dans le domaine du temps lĂ -oĂč elles doivent avoir lieu d’une façon « chronologique Â» : le rĂ©glage de la premiĂšre cellule va affecter la premiĂšre rĂ©flexion, celui de la deuxiĂšme cellule va affecter la deuxiĂšme rĂ©flexion et ainsi de suite.  Le rĂ©glage optimal de chaque cellule consiste Ă  obtenir la rĂ©flexion la plus prononcĂ©e lĂ -oĂč elle doit avoir lieu.

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Fig. 209 : Mesure d’un filtre passe-bande Ă  plusieurs cellules dans le domaine de la frĂ©quence et dans le domaine du temps.  Source : Agilent, Application Note AN 1287-8 Simplified Filter Tuning Using Time Domain, Agilent Technologies 5968-5328E, 07/2000.

Les clichĂ©s des figures suivantes illustrent l’effet des rĂ©glages de diffĂ©rentes cellules dans le domaine de la frĂ©quence et dans le domaine du temps.

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Fig. 210 : Effet des rĂ©glages des diffĂ©rentes cellules d’un filtre passe bande illustrĂ©s dans le domaine de la frĂ©quence et dans le domaine du temps.  Source : Agilent, Application Note AN 1287-8 Simplified Filter Tuning Using Time Domain, Agilent Technologies 5968-5328E, 07/2000.

Voici l’illustration du rĂ©glage d’un filtre passe bande que nous avions dĂ©jĂ  mis sous test (voir figure 163 et prĂ©cĂ©dentes) dans le domaine de la frĂ©quence.  Cette fois, nous allons effectuer les mesures dans le domaine de la frĂ©quence et dans le domaine du temps.

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Fig. 211 : Courbes de rĂ©ponse du S21 et du S11 d’un filtre passe bande Ă  plusieurs cellules.  Ici, il s’agit du domaine de la frĂ©quence.  ClichĂ© ON4IJ.

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Fig. 212 : Courbes de rĂ©ponse des multiples rĂ©flexions qui ont lieu Ă  chacune des cellules qui composent le filtre passe-bande sous test.  Ici, il s’agit du domaine du temps et de la mesure TDR.  ClichĂ© ON4IJ.

Mesures sur des convertisseurs de frĂ©quences (mĂ©langeurs) :

Les mĂ©langeurs (Mixers), aussi appelĂ©s convertisseurs de frĂ©quences sont omniprĂ©sents dans nos rĂ©cepteurs superhĂ©tĂ©rodynes radioamateurs.  Il y a tout lieu de bien caractĂ©riser ces composants actifs particuliers afin d’en dĂ©terminer leurs performances mais aussi afin de les faire fonctionner d’une maniĂšre optimale dans une chaine de rĂ©ception.  Par exemple, il est recommandĂ© de connaĂźtre le niveau optimal d’amplitude de l’oscillateur local pour attaquer le mĂ©langeur et il faut ensuite connaĂźtre les pertes de conversion de celui-ci pour en tenir compte dans le dimensionnement du gain de l’amplificateur de l’étage Ă  moyenne frĂ©quence.  Il y a encore bien d’autres caractĂ©ristiques qui mĂ©ritent d’ĂȘtre relevĂ©es sur un mĂ©langeur et nous en dĂ©crirons quelques-unes.

Pour caractĂ©riser un mĂ©langeur nous devons disposer d’un oscillateur local qui peut ĂȘtre paramĂ©trĂ© Ă  frĂ©quence fixe ou Ă  frĂ©quence variable pouvant ĂȘtre accordĂ©e par une fonction de balayage en frĂ©quences.  Avec un oscillateur local Ă  frĂ©quence fixe et un balayage en frĂ©quences Ă  l’entrĂ©e HF, on obtient un signal moyenne frĂ©quence dont la frĂ©quence suit le balayage de l’entrĂ©e HF mais avec un dĂ©calage de frĂ©quence.  Pour obtenir une moyenne frĂ©quence fixe, la frĂ©quence de l’oscillateur local doit subir un balayage similaire Ă  celui de l’entrĂ©e HF mais avec un dĂ©calage en frĂ©quence.  Le dĂ©calage en frĂ©quence entre l’entrĂ©e HF et la sortie moyenne frĂ©quence exprime une translation en frĂ©quence qui constitue l’essence mĂȘme d’un mĂ©langeur ou convertisseur de frĂ©quences.  Pour pouvoir caractĂ©riser un mĂ©langeur avec un analyseur de rĂ©seau vectoriel, le Setup de mesure devra ĂȘtre capable de gĂ©rer une translation de frĂ©quences (Measurements of Frequency-Translating Devices).

Un mĂ©langeur est un dispositif Ă  trois port que l’on va devoir raccorder d’une part Ă  un oscillateur local (LO, Local Oscillator) et d’autre part aux deux ports d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel.  Il faudra en outre organiser un dispositif de synchronisation des balayages en frĂ©quences avec un dĂ©calage (translation) dĂ©terminĂ©.  Il existe certains ensembles complets d’appareils dĂ©diĂ©s aux mesures spĂ©cifiques sur des mĂ©langeurs de frĂ©quences.  Ces ensembles regroupent les Ă©lĂ©ments suivants : un analyseur de rĂ©seau vectoriel, un synthĂ©tiseur de frĂ©quence et un Test Set particulier permettant le raccordement direct des trois ports d’un mĂ©langeur.  Ces Test Set sont appelĂ©s Mixer Test Set et sont accompagnĂ©s d’un Mixer Test Set Accessory Kit composĂ© de plusieurs filtres passe-bas, passe-haut, de divers adaptateurs avec cĂąbles de liaison et d’un mĂ©langeur de rĂ©fĂ©rence.

HP 8753C Option E20 Frequency Converter Test System, ensemble constituĂ© de :

  • HP 8753C, analyseur de rĂ©seau vectoriel ;
  • HP 8625A, vobulateur (Sweeper) Ă  synthĂ©tiseur de frĂ©quences ;
  • HP 85046A Option H20 (ou H21, H40, H41), Mixer Test Set;
  • HP P/N 85046-60025, Mixer Test Set Accessory Kit;
  • HP 437B, Power Meter;
  • HP 8482A, Power Sensor ;
  • HP 10833A, cĂąble GPIB (IEEE-488), 2 piĂšces ;
  • HP 11500B, cĂąble de prĂ©cision, 50 ℩, Type N m-m ;
  • HP 8120-1839, cĂąble 50 ℩, BNC m-m, 2 piĂšces.

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Fig. 213 : HP 8753C Option E20 Frequency Converter Test System ; ensemble d’appareils dĂ©diĂ©s aux mesures sur des mĂ©langeurs de frĂ©quences (Mixer) avec (de bas en haut) un Mixer Test Set HP 85046A option H20 avec un mĂ©langeur Anzac MDC-123 qui y est raccordĂ©, un analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8753C, un Sweeper Ă  synthĂ©tiseur de frĂ©quences HP 8625A, Un Power Meter HP 437B ; Ă  l’avant plan, une sonde de puissance HP 8482A et un mĂ©langeur Mini Circuit ZEM-4300-1.  Photo : ON4IJ.

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Fig. 214 : HP 8753C Option E20 Frequency Converter Test System ; vue arriĂšre oĂč l’on peut observer les liaisons GPIB pour le dialogue entre les appareils.  Photo : ON4IJ.

Les liaisons GPIB vont permettre aux appareils de dialoguer entre eux pour paramĂ©trer le dĂ©calage du balayage en frĂ©quences entre l’analyseur et le vobulateur (Sweeper).  Cette liaison permet aussi un calibrage de l’analyseur avec un Power Meter.

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Fig. 215 : HP P/N 85046-60025, Mixer Test Set Accessory Kit ; ce kit contient plusieurs filtres passe-bas et passe-haut (du constructeur Mini Circuit), divers adaptateurs, cĂąbles de liaison et un mĂ©langeur de rĂ©fĂ©rence Anzac (M/A-COM) MDC-123.  Photo : ON4IJ.

Ce systĂšme permet d’effectuer les mesures suivantes :

  • pertes de conversion ;
  • compression ;
  • SWR du port haute frĂ©quence (RF) et du port moyenne frĂ©quence (IF) ;
  • isolation entre les ports RF et IF, LO et IF, LO et RF ;
  • dĂ©lai de groupe ;
  • puissance de sortie ;
  • amplitude/phase Tracking;
  • mesures d’intermodulation deux tons (avec 2 gĂ©nĂ©rateurs supplĂ©mentaires).

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Fig. 216 : Constitution et raccordements d’un systĂšme de test Ă  conversion de frĂ©quences.  Source : Operating and Service Manual HP 8753C Option E20, publication Hewlett Packard n° 08753-90232, Edition 1, USA 1992.

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Fig. 217 : Schema-bloc du Mixer Test Set HP 85046A option H20.  Source : Operating and Service Manual HP 8753C Option E20, publication Hewlett Packard n° 08753-90232, Edition 1, USA 1992.

Le Mixer Test Set HP 85046A option H20 est constituĂ© d’un Power Splitter, de trois coupleurs directionnels et d’un mĂ©langeur interne Ă  large bande pour le canal « R Â» vers le rĂ©cepteur de mesure de rĂ©fĂ©rence de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8753C.  Cinq relais coaxiaux pilotĂ©s par une logique de commande permettent d’établir le cheminement des signaux en fonction des diffĂ©rentes configurations de mesure.

Il existe trois autres dĂ©clinaisons d’options supplĂ©mentaires pour le Mixer Test Set HP 85046A option H20 : il s’agit des versions H21, H40 et H41.  La version H21 est Ă©quipĂ©e d’un attĂ©nuateur supplĂ©mentaire par pas qui est pilotĂ© manuellement.  La version H40 est Ă©quipĂ©e de deux connecteurs supplĂ©mentaires permettant l’insertion d’un amplificateur externe Ă  large bande HP 8347A sur une des voies vers le mĂ©langeur interne.  La version H40 dispose aussi d’un coupleur directionnel supplĂ©mentaire qui substitue le Power Splitter sĂ©parant le signal en provenance du Sweeper HP 8625A.  La version H41 rassemble les options supplĂ©mentaires respectivement des versions H21 et H40.

Gestion de la translation de frĂ©quence :

L’analyseur de rĂ©seau vectoriel est paramĂ©trĂ© en mode de dĂ©calage de frĂ©quences (Frequency Offset Mode) : touche de fonction [FREQ OFFS ON].  La source de l’analyseur HP 8753C devient ainsi un gĂ©nĂ©rateur suiveur (Tracking) dont le balayage en frĂ©quences est pilotĂ© par le vobulateur (Sweeper) externe HP 8625A.  Deux types diffĂ©rents de balayages peuvent ĂȘtre sĂ©lectionnĂ©s :

  • balayage en frĂ©quences de l’entrĂ©e RF et de l’entrĂ©e LO (IF Ă  frĂ©quence fixe) ;
  • balayage en frĂ©quences de l’entrĂ©e RF avec LO Ă  frĂ©quence fixe (balayage IF).

Un Setup interactif sous forme de schĂ©ma-bloc apparaĂźt Ă  l’écran de l’analyseur pour aider l’opĂ©rateur Ă  configurer les conditions de conversion des frĂ©quences :

  • par battement infĂ©rieur : fLO < fRF (Low-Side LO Injection) ;
  • par battement supĂ©rieur : fLO > fRF (High-Side LO Injection) ;
  • utilisation du mĂ©langeur comme convertisseur abaisseur de frĂ©quence

(Down Converter) avec entrĂ©e RF et sortie IF ;

  • utilisation du mĂ©langeur comme convertisseur Ă©lĂ©vateur de frĂ©quence

(Up Converter) avec entrée IF et sortie RF;

  • LO Ă  frĂ©quence fixe ;
  • LO Ă  balayage de frĂ©quences.

Nous avons tout un programme d’explorations et d’expĂ©rimentations devant nous.

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Fig. 218 : Setup interactif sur l’écran de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel HP 8753C option E20 pour paramĂ©trer la conversion des frĂ©quences.  Photo : ON4IJ.

La figure ci-dessous rĂ©sume en un tableau les quatre cas de figure pour des conversions de frĂ©quences par battement infĂ©rieur ou supĂ©rieur et pour des configurations en abaisseur ou Ă©lĂ©vateur de frĂ©quences avec des exemples d’applications numĂ©riques.

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Fig. 219 : PossibilitĂ©s des configurations de conversions de frĂ©quences.  Source : Operating and Service Manual HP 8753C Option E20, publication Hewlett Packard n° 08753-90232, Edition 1, USA 1992.

Effectuer une conversion de frĂ©quences demande parfois une petite gymnastique d’esprit.  Le paramĂ©trage de l’appareillage dans le cas d’une frĂ©quence RF infĂ©rieure Ă  une frĂ©quence LO ou bien dans le cas d’une frĂ©quence RF supĂ©rieur Ă  une frĂ©quence LO, ce paramĂ©trage va ĂȘtre exploitĂ© par l’analyseur pour dĂ©terminer dans quelle direction la source interne de celui-ci va devoir effectuer le balayage en frĂ©quences afin d’atteindre la frĂ©quence IF dĂ©sirĂ©e.

Prenons l’exemple oĂč l’on veut effectuer une conversion par abaissement de frĂ©quence (Down Converter) et par battement supĂ©rieur (fLO > fRF) : la source interne de l’analyseur va devoir effectuer le balayage en frĂ©quence en « sens contraire Â», c’est-Ă -dire depuis une frĂ©quence maximale vers une frĂ©quence minimale dans la plage de balayage.  Prenons un LO Ă  une frĂ©quence fixe de 1 GHz et un signal RF variant dans une plage entre 600 MHz et 900 MHz (sens croissant en frĂ©quences).  Lorsque la frĂ©quence RF est de 600 MHz, on obtient une frĂ©quence IF de 1000 MHz ‑ 600 MHz = 400 MHz.  Lorsque la frĂ©quence RF est de 900 MHz, on obtient une frĂ©quence IF de 1000 MHz ‑ 900 MHz = 100 MHz.  On constate que le balayage en frĂ©quences pour la mesure de la sortie IF du mĂ©langeur va devoir s’effectuer en « sens contraire Â» c’est‑à‑dire entre 400 MHz et 100 MHz (sens dĂ©croissant en frĂ©quences).  On peut tenir un raisonnement similaire dans le cas d’une conversion par Ă©lĂ©vation de frĂ©quences (Up Converter) et par battement supĂ©rieur (fLO > fRF).  On peut rĂ©sumer les sens des balayages en frĂ©quences de l’exemple dĂ©crit ci-dessus sur la figure suivante.

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Fig. 220 : Les sens des balayages en frĂ©quences entre le signal de stimulation et le signal devant ĂȘtre mesurĂ© doivent ĂȘtre gĂ©rĂ©s en fonction des paramĂštres de conversion.  Sur ce graphique, on peut observer le comportement des balayages en frĂ©quences pour une conversion par Ă©lĂ©vation de frĂ©quences et par battement supĂ©rieur.  Source : Operating and Service Manual HP 8753C Option E20, publication Hewlett Packard n° 08753-90232, Edition 1, USA 1992.

Filtres pour la conversion de frĂ©quences :

Pour des mesures de conversions de frĂ©quences, il y a lieu d’insĂ©rer un filtre sur la voie de mesure de rĂ©fĂ©rence « R Â» de l’analyseur de rĂ©seau vectoriel afin d’éliminer les rĂ©sidus des signaux devant ĂȘtre convertis et dont les composantes passent Ă  travers (Feedthrough Signals) le mĂ©langeur interne du Mixer Test Set.  Ces signaux non dĂ©sirĂ©s, par exemple le LO Feedthrough, ne doivent donc pas perturber l’échantillonnage effectuĂ© par les rĂ©cepteurs de mesure de l’analyseur.  Ce filtre de conversion est raccordĂ© sur deux connecteurs prĂ©vus Ă  cet effet sur la face avant du Mixer Test Set.  Un autre filtre (filtre IF) est placĂ© Ă  la sortie IF du mĂ©langeur sous test pour Ă©liminer le signal de la frĂ©quence image aprĂšs changement de frĂ©quence.

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Calibrage pour la conversion de frĂ©quences :

Le calibrage s’effectue principalement avec un Power Meter pour les mesures des pertes de conversion d’un mĂ©langeur sous test.  Il y a deux types de calibrage :

  • Calibrage de la puissance relative (pour un signal d’amplitude fixe Ă  l’entrĂ©e RF) ;
    • Normalisation (Thru Response) de la puissance entre la source et le rĂ©cepteur de mesure ;
    • Mesure de la perte de conversion directe ;
    • NĂ©cessite un seul canal ;
  • Calibrage de la puissance absolue (pour un balayage en puissance Ă  l’entrĂ©e RF) ;
    • Calibrage du niveau de puissance Ă  l’entrĂ©e RF et calibrage de la puissance de sortie ;
    • Mesures de la perte de conversion, de la puissance de sortie et mesure de la compression ;
    • NĂ©cessite deux canaux.

Le but du calibrage de la puissance relative est d’assurer un niveau fixe d’amplitude du signal injectĂ© Ă  l’entrĂ©e RF du dispositif sous test et de mesurer avec prĂ©cision la rĂ©ponse de ce dispositif en relation avec ce niveau d’amplitude fixe du signal qui lui est injectĂ©.

Le but du calibrage de la puissance absolue est d’assurer non seulement la mesure de l’amplitude absolue du signal Ă  la sortie IF du dispositif sous test sur un premier canal de mesure mais aussi la mesure de l’amplitude absolue du signal injectĂ© Ă  l’entrĂ©e RF du dispositif sur un deuxiĂšme canal de mesure.

Étapes du calibrage pour la conversion de frĂ©quences :

  1. Calibrage de la source RF sur la plage de frĂ©quences IF ;
  2. Calibrage du rĂ©cepteur de mesure sur la plage de frĂ©quences IF (canal « B Â») ;
  3. Calibrage de la source RF sur la plage de frĂ©quences RF ;
  4. Calibrage du rĂ©cepteur de rĂ©fĂ©rence sur la plage de frĂ©quences RF (canal « R Â»).

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Fig. 222 : Setup pour le calibrage de la source sur la plage de frĂ©quences IF ou RF.  Source : Operating and Service Manual HP 8753C Option E20, publication Hewlett Packard n° 08753-90232, Edition 1, USA 1992.

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Fig. 223 : Setup pour le calibrage du rĂ©cepteur de mesure « B Â» et du rĂ©cepteur de rĂ©fĂ©rence « R Â» sur la plage de frĂ©quences IF ou RF.  Source : Operating and Service Manual HP 8753C Option E20, publication Hewlett Packard n° 08753-90232, Edition 1, USA 1992.

Voici un exemple d’affichage de la courbe de rĂ©ponse des pertes de conversion d’un mĂ©langeur de frĂ©quences.

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Fig. 224 : Exemple d’affichage de la courbe de rĂ©ponse des pertes de conversion d’un mĂ©langeur sous test.  Photo : ON4IJ.

Les mĂ©thodes de calibrage pour les mesures d’isolation entre les ports du mĂ©langeur sont similaires Ă  celles qui viennent d’ĂȘtre dĂ©crites pour les mesures des pertes de conversion.

Enfin, en ce qui concerne le calibrage pour des mesures de SWR effectuĂ©es sur le port RF ou le port IF, celui-ci est rĂ©alisĂ© selon la mĂ©thode classique S11 One-Port (SOL : Short, Open Load).

Perspectives d’avenir :

Les dĂ©veloppements les plus rĂ©cents en matiĂšre d’analyseurs de rĂ©seaux vectoriels se concentrent entre autres sur les mesures de dispositifs sous test aux comportements non linĂ©aires.  C’est ainsi que de nouveaux algorithmes de calibrages ont Ă©tĂ© mis au point ; on peut citer un type de calibrage avec 16 facteurs de corrections.  Cette mĂ©thode exploite des mesures multiples Ă  partir d’étalons de lignes de transmission et Ă  partir de plusieurs calibres de rĂ©flexion.  La mĂ©thode de calcul des facteurs de corrections fait appel aux mathĂ©matiques des statistiques et a recours Ă  des outils mathĂ©matiques spĂ©cifiques, comme par exemple celui des matrices Jacobiennes (du mathĂ©maticien Charles Jacobi) et le calcul de leur dĂ©terminant.  Ces outils mathĂ©matiques deviennent prĂ©cieux dans le domaine de l’analyse vectorielle et dans le domaine des circuits non linĂ©aires.

Un autre dĂ©fi est de pouvoir caractĂ©riser des rĂ©seaux dont les entrĂ©es et sorties sont symĂ©triques.  Certains analyseurs modernes disposent de ports d’entrĂ©es et de sorties redoublĂ©es afin d’accueillir des Ă©lectroniques Ă  circuits symĂ©triques.

Les microprocesseurs actuels deviennent de plus en plus puissants dans leurs capacitĂ©s de calculs complexes et dans leurs performances de vitesse d’exĂ©cution des opĂ©rations mathĂ©matiques et logiques.  Les dĂ©veloppements Software permettent une exploitation de plus en plus poussĂ©e des rĂ©sultats de mesure en mettant Ă  profit les algorithmes mathĂ©matiques les plus rĂ©cents et en offrant une interface homme-machine de plus en plus conviviale.

Enfin, les dispositifs d’affichages numĂ©riques avec Ă©crans couleurs Ă  haute dĂ©finition permettent un grand confort d’utilisation sur des appareils trĂšs compacts.  GrĂące Ă  ces affichages performants, l’utilisateur peut avoir accĂšs Ă  plusieurs types de mesures diffĂ©rentes en mĂȘme temps et en temps rĂ©el.  On peut parfois observer des lay-out d’écrans multifenĂȘtres faisant apparaĂźtre jusqu’à 9, 12 ou 16 mesures en mĂȘme temps.  L’opĂ©rateur dispose dĂšs lors d’une vue d’ensemble sur les propriĂ©tĂ©s du circuit qu’il est occupĂ© Ă  caractĂ©riser ou Ă  optimaliser.

Les radioamateurs deviennent de plus en plus nombreux Ă  comprendre l’utilitĂ© des mesures vectorielles sur des circuits Ă©lectroniques radiofrĂ©quence en prenant conscience de tous les enseignements que ce type de mesures peuvent nous apporter et en dĂ©couvrant les nouveaux champs d’expĂ©rimentations qui deviennent ainsi accessibles.  Nous sommes donc de plus en plus nombreux Ă  disposer, Ă  utiliser et Ă  maĂźtriser des analyseurs de rĂ©seaux vectoriels.  Nous nous rassemblons ainsi sur la mĂȘme longueur d’onde oĂč nous nous comprenons mutuellement lorsqu’on Ă©voque entre nous une mesure de S21 ou de S11.

Une derniĂšre suggestion : si vous vous sentez Ă  l’aise dans le domaine des mesures vectorielles, puissiez-vous transmettre vos connaissances Ă  d’autres radioamateurs (jeunes ou moins jeunes) pour pouvoir Ă©voluer tous ensemble.

Conclusions :

RĂ©diger un article sur le sujet des analyseurs de rĂ©seaux vectoriels Ă©tait un vĂ©ritable dĂ©fi car le sujet est non seulement assez vaste mais aussi d’une relative complexitĂ©.  Cet article ne peut pas Ă  lui seul recouvrir tous les aspects des mesures vectorielles sur des circuits Ă©lectroniques et ne peut pas non plus expliquer toutes les subtilitĂ©s que l’on peut dĂ©couvrir en utilisant ce type d’appareil de mesure d’une maniĂšre rĂ©currente et sur des pĂ©riodes prolongĂ©es en allant scruter les fonctionnalitĂ©s d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel dans ses derniers retranchements.

Toutefois, nous espĂ©rons que ces quelques pages puissent vous ĂȘtre utiles pour aborder le domaine des mesures vectorielles en Ă©lectronique radiofrĂ©quence.  Pour les plus chevronnĂ©s d’entre vous, cet article peut constituer un simple rĂ©sumĂ© ou un aperçu (voire incomplet) du sujet ; pour d’autres radioamateurs, cela peut en revanche constituer une initiation Ă  un nouveau domaine jusqu’ici inexplorĂ© ou bien parfois Ă  peine effleurĂ©.

Si vous faites partie des OM qui dĂ©couvrent, Ă  la lecture de cet article, un peu mieux ce qu’est un analyseur de rĂ©seau vectoriel et ce Ă  quoi cet instrument de mesure peut servir, vous comprenez Ă  prĂ©sent l’importance des mesures vectorielles et tous les avantages que l’on peut en retirer dans nos activitĂ©s de radioamateurs.

L’utilisation d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel n’est pas rĂ©servĂ©e Ă  quelques radioamateurs privilĂ©giĂ©s.  Il existe sur le marchĂ© de seconde main en 2017 de nombreux analyseurs de rĂ©seaux vectoriels performants, en parfait Ă©tat de fonctionnement, Ă  des prix de plus en plus abordables et qui parfois n’excĂšdent mĂȘme pas le prix d’un bon transceiver.  Il existe aussi des versions d’analyseurs de rĂ©seaux vectoriels trĂšs modernes dont la conception et la construction est rĂ©alisĂ©e par des radioamateurs.  La mise en Ɠuvre de ces analyseurs OM modernes est grandement facilitĂ©e grĂące aux puissantes ressources de calculs et d’affichage en haute dĂ©finition d’un ordinateur.  La majoritĂ© des radioamateurs disposent d’un PC Ă  proximitĂ© de leur station d’émission ou Ă  bord de leur laboratoire ou atelier d’activitĂ©s OM.

L’évolution des techniques de mieux en mieux maĂźtrisĂ©es par les radioamateurs nous conduisent tĂŽt ou tard Ă  devoir comprendre le domaine des mesures vectorielles sur des circuits Ă©lectroniques, des lignes de transmission ou des antennes.  Il devient donc indispensable de comprendre « une bonne fois pour toutes Â» les notions de coefficient de transmission, coefficient de rĂ©flexion, coefficients de rĂ©partition (paramĂštres S), dĂ©lai de groupe, impĂ©dance complexe, etc.  Enfin, faire ses premiers pas dans la comprĂ©hension de l’abaque de Smith vous aidera beaucoup dans le domaine des impĂ©dances, des lignes de transmission et dans l’utilisation d’un VNA.

Un analyseur de rĂ©seau vectoriel (VNA) est un instrument de mesure de prĂ©cision et permet d’effectuer certains rĂ©glages dĂ©licats comme par exemple ceux qui doivent ĂȘtre effectuĂ©s sur un duplexeur d’un rĂ©pĂ©teur radioamateur.  Un analyseur de rĂ©seau vectoriel doit ĂȘtre calibrĂ© par l’utilisateur dans les conditions de mesure dans lesquelles il opĂšre.  Si vous envisagez l’achat d’un analyseur de rĂ©seau vectoriel, vous devez envisager celui d’un kit de calibres : l’un et l’autre sont indissociables ; les calibres sont indispensables.

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Analyseur de réseau vectoriel et Radioamateurs (824 téléchargements )

 par Jean-François Flamée | ON4IJ

Commentaires :

J’ai reçu ces mails

Bonjour Jean-François,
Merci pour cette nouvelle publication qui va sans nul doute m’intĂ©resser. Je l’ai parcouru, et j’ai vu une partie historique au dĂ©but du document, je vais donc commencer par cette plongĂ©e dans l’histoire des VNA.
Et je reviendrai ensuite vers vous pour vous donner mes impressions sur ce document.
Bonne journée, et meilleures 73.
Philippe – F4GRT


Bonjour cher OM,
FĂ©licitation pour votre article sur analyse vectoriel.
On apprend plein d’informations indispensables Ă  ce sujet. Votre site est une mine de renseignements tous plus utile, les uns que les autres. Continuer Ă  nous « rĂ©galer Â» et bravos.
Amitiés.
Jean Michel F5BVJ


Bonjour Cher OM,
Je vous prĂ©sente toutes mes fĂ©licitations pour votre publication relative Ă  l’analyse vectoriel ainsi que pour la rĂ©trospective mĂ©trologique de ces appareils de mesure notamment les voltmĂštres vectoriels presque le dĂ©but de l’histoire, puis la sĂ©rie 8410 Ă  la fin des annĂ©es 60 puis la rĂ©volution du HP8510 vers 1985 avec la correction informatique de tous les termes. Je suis Ă©quipĂ© d’un 8753C un appareil incomparable par rapport aux PNA qui ont suivi et d’un 8510C un appareil qui reste une rĂ©fĂ©rence mĂ©trologique et pour le millimĂ©trique d’un scalaire 8757C, car Ă  47GHz ou Ă  76GHz la phase devient un problĂšme (pour un OM Ă  la retraite) Ă  moins que de prendre une « slot line » ce qu’il m’arrive de faire !
Encore une fois, voici un article de grande valeur pĂ©dagogique en Français! Au plaisir de se rencontrer peut ĂȘtre Ă  la LouviĂšre l’annĂ©e prochaine.
Michel Weiss / F1CLQ prĂšs de Strasbourg


Bonjour Jean François,
je viens de recevoir cette excellente lecture de la part de Philippe F4GRT,  quel travail, ça enfonce toutes les AN de HP avec un cotĂ© historique fabuleux !
J’ai un 8753E / 6GHz + un 8720D. Je me replongerais dedans Ă  tĂȘte reposĂ©e ! Hi.
Amitié.
Jean François F1LVO 


Bonjour Jean François,
Je voudrais encore une fois vous fĂ©liciter pour le document relatif Ă  l’oscilloscope, je suis tout Ă  fait d’accord avec vos remarques concernant les avantages des oscilloscopes Ă  mĂ©moire analogique, La technologie du 7104 Tektronix Ă©tait du grand art, l’Ă©lectronique analogique n’a jamais fait mieux. Au QRL la sĂ©paration fut douloureuse quant les Infinium et autres DPO apparurent! Heureusement j’ai pu sauver un 7104 avec quelques tiroirs rapides pour ma retraite.
FĂ©licitation pour votre texte trĂšs didactique.
73 QRO
Michel / F1CLQ

Auteur / autrice

  • Bonjour. Je suis nĂ© en 1960 et je suis pĂšre de deux enfants. J'ai passĂ© ma licence HAREC en 1984 (ex ON1KYM) et j'ai repris l'indicatif de mon papa (silent key 2012) ON4IJ en 2016. Je suis passionnĂ© par les instruments de mesure radiofrĂ©quence pour les utiliser dans mon activitĂ© de radioamateur. Ayant constituĂ© un labo de mesure HF, je peux ainsi expĂ©rimenter et parfaire mes connaissances en Ă©lectronique HF. Je m'emploie Ă  contribuer au site Internet ON5VL.org avec la publication de plusieurs articles techniques pour partager quelques expĂ©riences avec tous les radioamateurs. Ces articles sont largement illustrĂ©s et sont rĂ©digĂ©s dans un esprit didactique sans me prendre au sĂ©rieux : je m'efforce de rester pratique et ludique, mais parfois vous y trouverez de la technique pure et dure et de temps en temps un peu de mathĂ©matique, juste ce qu'il faut, sans plus, c'est-Ă -dire le stricte nĂ©cessaire et suffisant pour comprendre. Ces articles sont enfin rĂ©digĂ©s dans le Ham Spirit avec l'intention de partage de connaissances et d'expĂ©riences radioamateur. 73 Ă  tous. ON4IJ. +